Введение

Понятие «обратная связь» (ОС) относится к числу распространенных, оно давно вышло за рамки узкой области техники и употребляется сейчас в широком смысле. В системах управления обратная связь используется для сравнения выходного сигнала с заданным значением и выполнения соответствующей коррекции. В качестве «системы» может выступать что угодно, например процесс управления движущимся по дороге автомобилем — за выходными данными (положением машины и ее скоростью) следит водитель, который сравнивает их с ожидаемыми значениями и соответственно корректирует входные данные (с помощью руля, переключателя скоростей, тормоза). В усилительной схеме выходной сигнал должен быть кратен входному, поэтому в усилителе с обратной связью входной сигнал сравнивается с определенной частью выходного сигнала.

4.01. Предварительные сведения об обратной связи

Отрицательная обратная связь — это процесс передачи выходного сигнала обратно на вход, при котором погашается часть входного сигнала. Может показаться, что это глупая затея, которая приведет лишь к уменьшению коэффициента усиления. Именно такой отзыв получил Гарольд С. Блэк, который в 1928 г. попытался запатентовать отрицательную обратную связь. «К нашему изобретению отнеслись так же, как к вечному двигателю» (журнал IEEE Spectrum за декабрь 1977 г.).

Действительно, отрицательная обратная связь уменьшает коэффициент усиления, но при этом она улучшает другие параметры схемы, например устраняет искажения и нелинейность, сглаживает частотную характеристику (приводит ее в соответствие с нужной характеристикой), делает поведение схемы предсказуемым. Чем глубже отрицательная обратная связь, тем меньше внешние характеристики усилителя зависят от характеристик усилителя с разомкнутой обратной связью (без ОС), и в конечном счете оказывается, что они зависят только от свойств самой схемы ОС.

Операционные усилители обычно используют в режиме глубокой обратной связи, а коэффициент усиления по напряжению в разомкнутой петле ОС (без ОС) достигает в этих схемах миллиона. Цепь ОС может быть частотно-зависимой, тогда коэффициент усиления будет определенным образом зависеть от частоты (примером может служить предусилитель звуковых частот в проигрывателе со стандартом RIAA); если же цепь ОС является амплитудно-зависимой, то усилитель обладает нелинейной характеристикой (распространенным примером такой схемы служит логарифмический усилитель, в котором в цепи ОС используется логарифмическая зависимость напряжения UБЭ от тока I К в диоде или транзисторе). Обратную связь можно использовать для формирования источника тока (выходной импеданс близок к бесконечности) или источника напряжения (выходной импеданс близок к нулю), с ее помощью можно получить очень большое или очень малое входное сопротивление. Вообще говоря, тот параметр, по которому вводится обратная связь, с ее помощью улучшается. Например, если для обратной связи использовать сигнал, пропорциональный выходному току, то получим хороший источник тока.

Обратная связь может быть и положительной, ее используют, например в генераторах. Как ни странно, она не столь полезна, как отрицательная ОС. Скорее она связана с неприятностями, так как в схеме с отрицательной ОС на высокой частоте могут возникать достаточно большие сдвиги по фазе, приводящие к возникновению положительной ОС и нежелательным автоколебаниям. Для того чтобы эти явления возникли, не нужно прикладывать большие усилия, а вот для предотвращения нежелательных автоколебаний прибегают к методам коррекции, о которых мы немного поговорим в конце этой главы.

После этих общих замечаний рассмотрим несколько примеров использования обратной связи в операционных усилителях.

4.02. Операционные усилители

В большинстве случаев, рассматривая схемы с обратной связью, мы будем иметь дело с операционными усилителями.

Операционный усилитель (ОУ) — это дифференциальный усилитель постоянного тока с очень большим коэффициентом усиления и несимметричным выходом. Прообразом ОУ может служить классический дифференциальный усилитель (разд. 2.18) с двумя входами и несимметричным выходом; правда, следует отметить, что реальные операционные усилители обладают значительно более высокими коэффициентами усиления (обычно порядка 105–106) и меньшими выходными импедансами, а также допускают изменение выходного сигнала почти в полном диапазоне питающего напряжения (обычно используют расщепленные источники питания ±15 В).

Промышленность выпускает сейчас сотни типов операционных усилителей; условное обозначение, принятое для всех типов, представлено на рис. 4.1; входы обозначают (+) и (—), и работают они, как можно догадаться, следующим образом: выходной сигнал изменяется в положительном направлении, когда потенциал на входе (+) становится более положительным, чем потенциал на входе (—), и наоборот.

Рис. 4.1.

Символы «+» и «—» не означают, что на одном входе потенциал всегда должен быть более положительным, чем на другом; эти символы просто указывают относительную фазу выходного сигнала (это важно, если в схеме используется отрицательная ОС).

Во избежание путаницы лучше называть входы «инвертирующий» и «неинвертирующий», а не вход «плюс» и — вход «минус». На схемах часто не показывают подключение источников питания к ОУ и вывод, предназначенный для заземления. Операционные усилители обладают колоссальным коэффициентом усиления по напряжению и никогда (за редким исключением) не используются без обратной связи. Можно сказать, что операционные усилители созданы для работы с обратной связью. Коэффициент усиления схемы без обратной связи так велик, что при наличии замкнутой петли ОС характеристики усилителя зависят только от схемы обратной связи. Конечно, при более подробном изучении должно оказаться, что такое обобщенное заключение справедливо не всегда. Начнем мы с того, что просто рассмотрим, как работает операционный усилитель, а затем по мере необходимости будем изучать его более тщательно.

Промышленность выпускает буквально сотни типов операционных усилителей, которые обладают различными преимуществами друг перед другом (загляните в табл. 4.1, если вам не терпится окинуть взглядом это море возможностей).

Повсеместное распространение получила очень хорошая схема типа LF411 (или просто «411»), представленная на рынок фирмой National Semiconductor. Как и все операционные усилители, она представляет собой крошечный элемент, размещенный в миниатюрном корпусе с двухрядным расположением выводов; ее внешний вид показан на рис. 4.2.

Рис. 4.2. Интегральная схема в корпусе мини-DIP с двухрядным расположением выводов.

Эта схема недорога и удобна в обращении; промышленность выпускает улучшенный вариант этой схемы (LF411A), а также элемент, размещенный в миниатюрном корпусе и содержащий два независимых операционных усилителя (схема типа LF412, которую называют также «сдвоенный» операционный усилитель). В дальнейшем в этой главе мы будем использовать схему типа LF411 как стандарт операционного усилителя, мы также рекомендуем вам эту схему в качестве хорошей начальной ступени в разработке электронных схем.

Схема типа 411 — это кристалл кремния, содержащий 24 транзистора (21 биполярный транзистор, 3 полевых транзистора, 11 резисторов и 1 конденсатор). На рис. 4.3 показано соединение с выводами корпуса. Точка на крышке корпуса и выемка на его торце служат для обозначения точки отсчета при нумерации выводов.

Рис. 4.3.

В большинстве корпусов электронных схем нумерация выводов осуществляется в направлении против часовой стрелки со стороны крышки корпуса. Выводы «установка нуля» (или «баланс», «регулировка») служат для устранения небольшой асимметрии, возможно в операционном усилителе. Речь об этом пойдет позже в этой главе.

4.03. Важнейшие правила

Сейчас мы познакомимся с важнейшими правилами, которые определяют поведение операционного усилителя, охваченного петлей обратной связи. Они справедливы почти для всех случаев жизни. Во-первых, операционный усилитель обладает таким большим коэффициентом усиления по напряжению, что изменение напряжения между входами на несколько долей милливольта вызывает изменение выходного напряжения в пределах его полного диапазона, поэтому не будем рассматривать это небольшое напряжение, а сформулируем правило I:

I. Выход операционного усилителя стремится к тому, чтобы разность напряжений между его входами была равна нулю.

Во-вторых, операционный усилитель потребляет очень небольшой входной ток (ОУ типа LF411 потребляет 0,2 нА; ОУ со входами на полевых транзисторах — порядка пикоампер); не вдаваясь в более глубокие подробности, сформулируем правило II:

II. Входы операционного усилителя ток не потребляют.

Здесь необходимо дать пояснение: правило I не означает, что операционный усилитель действительно изменяет напряжение на своих входах. Это невозможно. (Это было бы несовместимо с правилом II.) Операционный усилитель «оценивает» состояние входов и с помощью внешней схемы ОС передает напряжение с выхода на вход, так что в результате разность напряжений между входами становится равной нулю (если это возможно). Эти правила создают достаточную основу для рассмотрения схем на операционных усилителях. О предосторожностях, которые необходимо соблюдать при работе с ОУ, мы поговорим в разд. 4.08, после того как рассмотрим основные схемы включения ОУ.

 

Основные схемы включения операционных усилителей

4.04. Инвертирующий усилитель

Рассмотрим схему на рис. 4.4.

Рис. 4.4. Инвертирующий усилитель.

Проанализировать ее будет нетрудно, если вспомнить сформулированные выше правила:

1. Потенциал точки В равен потенциалу земли, следовательно, согласно правилу I, потенциал точки А также равен потенциалу земли.

2. Это означает, что: а) падение напряжения на резисторе R 2 равно U вых , б) падение напряжения не резисторе R 1 равно U вх .

3. Воспользовавшись теперь правилом II, получим U вых /R 2 = — U вх /R 1 или коэффициент усиления по напряжению = U вых /U вх = — R 2 /R 1 . Позже вы узнаете, что чаще всего точку В лучше заземлять не непосредственно, а через резистор. Однако сейчас это не имеет для вас значения.

Итак, анализ схемы на ОУ оказался даже чересчур простым. Он, правда, не позволяет судить о том, что на самом деле происходит в схеме. Для того чтобы понять, как работает обратная связь, представим себе, что на вход подан некоторый уровень напряжения, скажем 1 В.

Для конкретизации допустим, что резистор R 1 имеет сопротивление 10 кОм, а резистор R 2 — 100 кОм. Теперь представим себе, что напряжение на выходе решило выйти из повиновения и стало равно 0 В.

Что произойдет? Резисторы R 1 и R 2 образуют делитель напряжения, с помощью которого потенциал инвертирующего входа поддерживается равным 0,91 В. Операционный усилитель фиксирует рассогласование по входам, и напряжение на его выходе начинает уменьшаться. Изменение продолжается до тех пор, пока выходное напряжение не достигнет значения —10 В, в этот момент потенциалы входов ОУ станут одинаковыми и равными потенциалу земли. Аналогично, если напряжение на выходе начнет уменьшаться и дальше и станет более отрицательным, чем —10 В, то потенциал на инвертирующем входе станет ниже потенциала земли, в результате выходное напряжение начнет расти.

Как определить входной импеданс рассматриваемой схемы? Оказывается, просто. Потенциал точки А всегда равен 0 В (так называемое мнимое заземление, или квазинуль сигнала). Следовательно, Z вх = R 1 . Пока вы еще не знаете, как подсчитать выходной импеданс; для этой схемы он равен нескольким долям ома.

Следует отметить, что полученные результаты справедливы и для сигналов постоянного тока — схема представляет собой усилитель постоянного тока. Поэтому, если источник сигнала смещен относительно земли (источником является, например, коллектор предыдущего каскада), у вас может возникнуть желание использовать для связи каскадов конденсатор (иногда такой конденсатор называют блокирующим, так как он блокирует сигнал постоянного тока, а передает сигнал переменного тока). Немного позже (когда речь пойдет об отклонениях характеристик ОУ от идеальных), вы узнаете, что в тех случаях, когда интерес представляют только сигналы переменного тока, вполне допустимо использовать блокирующие конденсаторы.

Схема, которую мы рассматриваем, называется инвертирующим усилителем. Недостаток этой схемы состоит в том, что она обладает малым входным импедансом, особенно для усилителей с большим коэффициентом усиления по напряжению (при замкнутой цепи ОС), в которых резистор R 1 , как правило, бывает небольшим. Этот недостаток устраняет схема, представленная на рис. 4.5.

4.05. Неинвертирующий усилитель

Рассмотрим схему на рис. 4.5.

Рис. 4.5. Неинвертирующий усилитель.

Анализ ее крайне прост: U A = U вх . Напряжение U A снимается с делителя напряжения: U A = U вых R 1 /(R1 + R 2 ). Если U A = U вх , то коэффициент усиления = U вых /U вх = 1 + R 2 /R 1 . Это неинвертирующий усилитель. В приближении, которым мы воспользуемся, входной импеданс этого усилителя бесконечен (для ОУ типа 411 он составляет 1012 Ом и больше, для ОУ на биполярных транзисторах обычно превышает 108 Ом). Выходной импеданс, как и в предыдущем случае, равен долям ома. Если, как в случае с инвертирующим усилителем, мы внимательно рассмотрим поведение схемы при изменении напряжения на входах, то увидим, что она работает, как обещано.

Эта схема также представляет собой усилитель постоянного тока. Если источник сигнала и усилитель связаны между собой по переменному току, то для входного тока (очень небольшого по величине) нужно предусмотреть заземление, как показано на рис. 4.6. Для представленных на схеме величин компонентов коэффициент усиления по напряжению равен 10, а точке — 3 дБ соответствует частота 16 Гц.

Рис. 4.6.

Усилитель переменного тока. Если усиливаются только сигналы переменного тока, то можно уменьшить коэффициент усиления для сигналов постоянного тока до единицы, особенно если усилитель обладает большим коэффициентом усиления по напряжению. Это позволяет уменьшить влияние всегда существующего конечного «приведенного ко входу напряжения сдвига». Для схемы, представленной на рис. 4.7, точке —3 дБ соответствует частота 17 Гц; на этой частоте импеданс конденсатора равен 2,0 кОм.

Рис. 4.7.

Обратите внимание, что конденсатор должен быть большим. Если для построения усилителя переменного тока использовать неинвертирующий усилитель с большим усилением, то конденсатор может оказаться чрезмерно большим. В этом случае лучше обойтись без конденсатора и настроить напряжение сдвига так, чтобы оно было равно нулю (этот вопрос мы рассмотрим позже в разд. 4.12). Можно воспользоваться другим методом — увеличить сопротивления резисторов R 1 и R 2 и использовать Т-образную схему делителя (разд. 4.18).

Несмотря на высокий входной импеданс, к которому всегда стремятся разработчики, схеме неинвертирующего усилителя не всегда отдают предпочтение перед схемой инвертирующего усилителя. Как мы увидим в дальнейшем, инвертирующий усилитель не предъявляет столь высоких требований к ОУ и, следовательно, обладает несколько лучшими характеристиками. Кроме того, благодаря мнимому заземлению удобно комбинировать сигналы без их взаимного влияния друг на друга. И наконец, если рассматриваемая схема подключена к выходу (стабильному) другого ОУ, то величина входного импеданса для вас безразлична — это может быть 10 кОм или бесконечность, так как в любом случае предыдущий каскад будет выполнять свои функции по отношению к последующему.

4.06. Повторитель

На рис. 4.8 представлен повторитель, подобный эмиттерному, на основе операционного усилителя. Он представляет собой не что иное, как неинвертирующий усилитель, в котором сопротивление резистора R 1 равно бесконечности, а сопротивление резистора R 2 - нулю (коэффициент усиления = 1).

Рис. 4.8. Повторитель.

Существуют специальные операционные усилители, предназначенные для использования только в качестве повторителей, они обладают улучшенными характеристиками (в основном более высоким быстродействием), примером такого операционного усилителя является схема типа LM310 или ОРАб33, а также схемы упрощенного типа, например схема типа TL068 (она выпускается в транзисторном корпусе с тремя выводами).

Усилитель с единичным коэффициентом усиления называют иногда буфером, так как он обладает изолирующими свойствами (большим входным импедансом и малым выходным).

4.07. Источники тока

На рис. 4.9 изображена схема, которая является хорошим приближением к идеальному источнику тока, без сдвига напряжения U БЭ , характерного для транзисторного источника тока.

Рис. 4.9.

Благодаря отрицательной ОС на инвертирующем входе поддерживается напряжение U вх , под действием которого через нагрузку протекает ток I = U вх R . Основной недостаток этой схемы состоит в том, что нагрузка является «плавающей» (она не заземлена). С помощью такого источника тока нельзя, например, получить пригодный к использованию пилообразный сигнал, напряжение которого отсчитывалось бы относительно потенциала земли. Этот недостаток можно преодолеть, если, например, всю схему (источники питания и все остальное) сделать «плавающей», а нагрузку заземлить (рис. 4.10). Штриховой линией обведен рассмотренный выше источник тока с источниками питания.

Рис. 4.10. Источник тока с заземленной нагрузкой и плавающим источником питания.

Резисторы R 1 и R 2 образуют делитель напряжения для установки тока. Чтобы вид этой схемы не смущал вас, напомним, что «земля» — это понятие относительное. Любую точку в схеме можно назвать «землей». Представленную схему используют для формирования токов, протекающих через заземленную нагрузку, но ее существенный недостаток в том, что управляющий вход является плавающим, это значит, что выходной ток нельзя задать (запрограммировать) с помощью входного напряжения, отсчитываемого от потенциала земли. Методы устранения этого недостатка изложены в той части гл. 6, где рассматриваются источники питания постоянного тока.

Источники тока для заземленных нагрузок. С помощью операционного усилителя и подключенного к нему транзистора можно построить простой и высококачественный источник тока для заземленной нагрузки; небольшое дополнение к схеме операционного усилителя позволяет использовать на управляющем входе напряжение, измеряемое относительно земли (рис. 4.11).

Рис. 4.11. Источники тока с заземленными нагрузками, не требующие плавающего источника питания.

В первой схеме обратная связь создает на резисторе R падение напряжения, равное U KK — U вх , которое в свою очередь порождает эмиттерный ток (а следовательно, и выходной ток), равный I Э = (U KK — U вх )/R. При работе с этой схемой не приходится беспокоиться о напряжении U БЭ и его изменениях, связанных с изменениями температуры, I К , U КЭ и т. п. Несовершенство этого источника тока (не будем принимать во внимание ошибки ОУ: I см , U СДВ ) проявляется лишь в том, что небольшой базовый ток может немного изменяться в зависимости от напряжения U КЭ (предполагаем, что операционный усилитель не потребляет входной ток); этот недостаток — небольшая плата за возможность использования заземленной нагрузки; если в качестве транзистора T 1 использовать составной транзистор Дарлингтона, то погрешность будет существенно уменьшена. Погрешность возникает в связи с тем, что операционный усилитель стабилизирует эмиттерный ток, а в нагрузку поступает коллекторный ток. Если в этой схеме вместо биполярного использовать полевой транзистор, то проблема будет полностью решена, так как затвор полевого транзистора тока не потребляет.

В рассматриваемой схеме выходной ток пропорционален величине, на которую напряжение, приложенное к неинвертирующему входу операционного усилителя, ниже, чем напряжение питания U KK ; иными словами, напряжение, с помощью которого программируется работа схемы, измеряется относительно напряжения питания U KK , и все будет в порядке, если напряжение U вх является фиксированным и формируется с помощью делителя напряжения; если же напряжение на вход должно подаваться от внешнего источника, то возможны неприятности. Этого недостатка лишена вторая схема, в которой аналогичный первый источник тока с транзистором n-р-n-типа. служит для преобразования входного управляющего напряжения (измеряемого относительно земли) во входное напряжение, измеряемое относительно U KK , для оконечного источника тока. Операционные усилители и транзисторы недороги, поэтому запомните такой совет: не раздумывая, включайте в схему дополнительные компоненты, если они позволяют улучшить ее работу и упрощают разработку.

Одно существенное замечание, касающееся последней схемы: операционный усилитель должен работать при условии, что напряжение на его входах близко или равно положительному питающему напряжению. Подойдут интегральные операционные усилители типа 307, 355 или ОР-41. Альтернативный вариант — использование для питания ОУ отдельного источника напряжения U+, превышающего напряжение U KK .

Упражнение 4.1. Для последней схемы определите выходной ток для заданного входного напряжения U вх .

На рис. 4.12 представлен интересный вариант схемы источника тока на основе ОУ и транзисторов.

Рис. 4.12. Источник тока на полевых/биполярных транзисторах, предназначенный для больших токов.

Преимущество этой схемы состоит в том, что базовый ток, приводящий к ошибке в случае использования полевых транзисторов, здесь равен нулю, выходной ток не ограничивается значением I СИ (вкл.) . В этой схеме (фактически — это не источник, а потребитель тока) транзистор Т 2 начинает проводить, когда через транзистор Т 1 протекает ток стока величиной приблизительно 0,6 мА.

При минимальном значении I СИ для Т 1 , равном 4 мА, и подходящем значении β для Т 2 величина тока, протекающего через нагрузку, может достигать 100 мА и более (для получения бóльших токов транзистор Т 2 можно заменить транзистором Дарлингтона, при этом нужно соответственно уменьшить R 1 ). В данной схеме были использованы полевые транзисторы с p-n-переходом, но еще лучше было бы использовать полевые МОП-транзисторы, так как для ОУ на полевых транзисторах с p-n-переходом требуется расщепленный источник питания, обеспечивающий диапазон напряжения на затворе, достаточный для перехода транзистора в режим отсечки. Ничего не стоит с помощью простого мощного полевого МОП-транзистора (МОП-структура с V-образной канавкой) получить ток побольше, однако мощным полевым транзисторам присущи большие межэлектродные емкости, а представленная здесь гибридная схема как раз и позволяет преодолеть связанные с этим проблемы.

Источник тока Хауленда. На рис. 4.13 показан красивый учебный источник тока. Если резисторы подобраны таким образом, что выполняется соотношение R 3 /R 2 = R 4 /R 1 , то можно показать, что справедливо равенство: I н = — U вх /R 2 .

4.13. Источник тока Хауленда .

Упражнение 4.2. Покажите, что приведенное выше равенство справедливо.

Эта схема всем хороша, кроме одного: резисторы должны быть точно согласованы, иначе источник тока будет далек от совершенства. Но даже при выполнении этого условия определенные ограничения накладывает коэффициент КОСС операционного усилителя. При больших выходных токах резисторы должны быть небольшими, тем самым ограничивается выходной диапазон. Кроме того, на высоких частотах (где, как мы скоро узнаем, усиление в цепи обратной связи невелико) выходной импеданс может существенно уменьшаться — от требуемого бесконечного значения до всего лишь нескольких сотен ом (что соответствует выходному импедансу ОУ с разомкнутой обратной связью). Хоть эта схема и хороша с виду, на практике ее используют редко.

4.08. Основные предостережения по работе с ОУ

1. Правила I и II (сформулированные в разд. 4.03) справедливы для любого операционного усилителя при условии, что он находится в активном режиме, т. е. его входы и выходы не перегружены.

Например, если подать на вход усилителя чересчур большой сигнал, то это приведет к тому, что выходной сигнал будет срезаться вблизи уровня U KK или U ЭЭ . В то время когда напряжение на выходе оказывается фиксированным на уровне напряжения среза, напряжение на входах не может не изменяться. Размах напряжения на выходе операционного усилителя не может быть больше диапазона напряжения питания (обычно размах меньше диапазона питания на 2 В, хотя в некоторых ОУ размах выходного напряжения ограничен одним или другим напряжением питания). Аналогичное ограничение накладывается на выходной диапазон устойчивости источника тока на основе операционного усилителя.

Например, в источнике тока с плавающей нагрузкой максимальное падение напряжения на нагрузке при «нормальном» направлении тока (направление тока совпадает с направлением приложенного напряжения) составляет U KK — U вх , а при обратном направлении тока (нагрузка в таком случае может быть довольно странной, например, она может содержать переполюсованные батареи для получения прямого тока заряда или может быть индуктивной и работать с токами, меняющими направление) — U вх — U ЭЭ .

2. Обратная связь должна быть отрицательной. Это означает (помимо всего прочего), что нельзя путать инвертирующий и неинвертирующий входы.

3. В схеме операционного усилителя обязательно должна быть предусмотрена цепь обратной связи по постоянному току, в противном случае операционный усилитель обязательно попадет в режим насыщения.

Например, в неинвертирующем усилителе можно было цепь обратной связи заземлить через конденсатор (для того чтобы сделать коэффициент усиления по постоянному току равным единице, рис. 4.7), но просто подключить его последовательно между инвертирующим и неинвертирующим входами не могли.

4. Многие операционные усилители имеют довольно малое предельно допустимое дифференциальное входное напряжение. Максимальная разность напряжений между инвертирующим и неинвертирующим входами может быть ограничена величиной 5 В для любой полярности напряжения. Если пренебречь этим условием, то возникнут большие входные токи, которые приведут к ухудшению характеристик или даже к разрушению операционного усилителя.

Мы продолжим этот список в разд. 4.11 и в разд. 7.06, когда будем рассматривать построение прецизионных схем.

 

Калейдоскоп схем на операционных усилителях

Мы предоставляем читателю право самостоятельно проанализировать работу приведенных ниже схем.

4.09. Линейные схемы

Схема с инвертированием по выбору. Схемы, представленные на рис. 4.14, позволяют инвертировать входной сигнал или пропускать его без инвертирования в зависимости от положения переключателя. Положение переключателя определяет также коэффициент усиления по напряжению — он может быть равен или +1, или —1.

Рис. 4.14.

Упражнение 4.5. Покажите, что схемы, представленные на рис. 4.14, работают так, как сказано выше.

Повторитель со следящей связью. В транзисторных усилителях на величину входного импеданса могут влиять цепи смещения; такая же проблема возникает при использовании ОУ, особенно с межкаскадными связями по переменному току, когда ко входу обязательно должен быть подключен заземленный резистор. Схема со следящей связью, представленная на рис. 4.15, позволяет решить эту проблему. Как и в транзисторной схеме со следящей связью (разд. 2.17), конденсатор емкостью 0,1 мкФ вместе с верхним резистором с сопротивлением 1 МОм образует для входных сигналов высокоомную входную цепь. Низкочастотный спад усиления для этой схемы начинается на частоте 10 Гц, на более низких частотах на спаде усиления начинает сказываться влияние обоих конденсаторов и ослабление оценивается величиной 12 дБ/октава.

Замечание: у вас может появиться искушение уменьшить величину входного конденсатора связи, так как его нагрузка привязана к высокому импедансу. Однако, это может привести к появлению пика в частотной характеристике, как в характеристике схемы активного фильтра (см. разд. 5.06).

Рис. 4.15.

Идеальный преобразователь тока в напряжение. Напомним, что простейший преобразователь тока в напряжение — это всего-навсего резистор. Однако у него есть недостаток, который состоит в том, что для источника входного сигнала входное сопротивление такого преобразователя не равно нулю; этот недостаток может оказаться очень серьезным, если устройство, обеспечивающее входной ток, имеет очень малый выходной рабочий диапазон или не может обеспечить постоянство тока при изменении выходного напряжения.

Примером может служить диодный фотоэлемент (фотодиод), или солнечная батарея. Небольшой светочувствительностью обладают даже обычные диоды в прозрачных корпусах, которые используются почти в любой схеме (известно немало историй о загадочном поведении схем, которое в конце концов было объяснено этим эффектом). На рис. 4.16 представлена хорошая схема для преобразования тока в напряжение, в которой потенциал входа поддерживается строго равным потенциалу земли. Инвертирующий вход имеет квазинуль потенциала; это очень хорошо, так как фотодиод может создавать потенциал, равный всего нескольким десятым долям вольта. Представленная схема обеспечивает преобразование тока в напряжение в отношении 1 В на 1 мкА входного тока. (В ОУ с биполярными плоскостными транзисторами на входах иногда между неинвертирующим входом и землей включают резистор; его функции мы определим, когда будем обсуждать недостатки операционных усилителей).

Рис. 4.16.

Безусловно, этот преобразователь тока в напряжение можно с таким же успехом использовать с элементами, через которые протекает ток при наличии положительного напряжения возбуждения, например U KK . В такую схему часто включают фотоумножители и фототранзисторы (оба элемента под воздействием света начинают потреблять ток от положительного источника питания (рис. 4.17).

Рис. 4.17.

  Упражнение 4.4. Используя ОУ типа 411 и измерительный прибор на 1 мА (полный размах шкалы), разработайте схему «идеального» измерителя тока (т. е. с нулевым входным импедансом) с полным размахом шкалы, рассчитанным на 5 мА. Разработайте схему так, чтобы входной сигнал никогда не превышал +150 % полного размаха шкалы. Предположите, что диапазон выходного сигнала для ОУ типа 411 составляет +13 В (источники питания +15 В), а внутреннее сопротивление измерительного прибора равно 500 Ом.

Дифференциальный усилитель. На рис. 4.18 представлена схема дифференциального усилителя, коэффициент усиления которого равен R 2 /R 1 . В этой схеме, как и в схеме источника тока с согласованными резисторами, для получения высокого значения КОСС необходимо обеспечить точное согласование резисторов. Для этого лучше всего при первом удобном случае создать запас резисторов с сопротивлением 100 кОм и точностью 0,01 %.

Коэффициент усиления дифференциального усилителя будет равен единице, но этот недостаток легко устранить за счет последующих усилительных каскадов (с несимметричным входом). Более подробно дифференциальные усилители рассмотрены в гл. 7.

Рис. 4.18. Классический дифференциальный усилитель.

Суммирующий усилитель. Схема, показанная на рис. 4.19, представляет собой один из вариантов инвертирующего усилителя. Точка X имеет потенциальный нуль, поэтому входной ток равен U 1 /R + U 2 /R + U 3 /R, отсюда U вых = — (U 1  + U 2 + U 3 ). Обратите внимание, что входные сигналы могут быть как положительными, так и отрицательными. Кроме того, входные резисторы не обязательно должны быть одинаковыми; если они неодинаковы, то получим взвешенную сумму. Например, схема может иметь 4 входа, на каждом из которых напряжение равно +1 В или 0 В; входы представляют двоичные значения: 1, 2, 4 и 8. Если использовать резисторы с сопротивлением 10, 5, 2,5 и 1,25 кОм, то снимаемое с выхода напряжение (в вольтах) будет пропорционально двоичному числу, которое задано на входе. Эту схему нетрудно расширить до нескольких цифр. Описанный метод представления чисел лежит в основе цифро-аналогового преобразования, правда, на входе преобразователя обычно используют другую схему (резистивную сетку R — 2R).

Рис. 4.19.

Упражнение 4.5. Постройте схему цифро-аналогового преобразователя на две десятичные цифры, подобрав соответствующим образом входные резисторы для суммирующего усилителя. Цифровой вход должен представлять собой две цифры; каждый вход должен состоять из четырех шин, соответствующих значениям 1, 2, 4 и 8, из которых формируется десятичная цифра. Потенциал входной шины может быть равен потенциалу земли или +1 В, т. е. восемь входных шин соответствуют числам 1, 2, 4, 8, 10, 20, 40 и 80. В связи с тем, что диапазон выходного сигнала ограничен значениями ± 13 В, нужно сделать так, чтобы выходное напряжение (в вольтах) составляло одну десятую часть числа на входе.

Предусилитель для электромагнитного звукоснимателя. Предусилитель для звукоснимателя по стандарту RIAA представляет собой пример усилителя с частотной характеристикой особого вида. При записи звука на пластинку амплитудная характеристика имеет почти плоский вид; с другой стороны, электромагнитный звукосниматель реагирует на скорость движения иглы в бороздке диска, следовательно, усилитель воспроизведения должен иметь подъем частотной характеристики на низких частотах. Такую характеристику обеспечивает схема, показанная на рис. 4.20.

Рис. 4.20. Операционный усилитель в схеме предусилителя звуковых частот для электрофонов с электромагнитной головкой и коррекцией частотной характеристики по стандарту RIAA .

График представляет собой частотную характеристику усилителя воспроизведения (построенную относительно значения коэффициента усиления 0 дБ при частоте 1 кГц), точки перегиба графика отмечены в единицах времени. Заземленный конденсатор емкостью 47 мкФ уменьшает коэффициент усиления по постоянному току до единицы, в противном случае он был бы равен 1000; как упоминалось выше, это делается для того, чтобы устранить усиление входного сдвига по постоянному току. Использованная в примере интегральная схема типа LM833 представляет собой сдвоенный ОУ, предназначенный, для использования в звуковом диапазоне («золотой» для данного примера является схема типа LM1028, которая в 13 дБ раз тише ив 10 дБ раз дороже, чем схема типа 833!).

Усилитель мощности (бустер). Для получения больших выходных токов к выходу ОУ можно подключить мощный транзисторный повторитель (рис. 4.21).

Рис. 4.21.

В примере использован неинвертирующий усилитель, но повторитель можно подключать к любому операционному усилителю. Обратите внимание, что сигнал обратной связи снимается с эмиттера; следовательно, обратная связь определяет нужное выходное напряжение независимо от падения напряжения U БЭ . При использовании этой схемы возникает обычная проблема, связанная с тем, что повторитель может только отдавать ток (для n-р-n-транзистора). Как и в случае транзисторного повторителя, проблема решается применением двухтактного варианта схемы (рис. 4.22).

Рис. 4.22.

В дальнейшем мы покажем, что ограниченная скорость, с которой может изменяться напряжение на выходе (скорость нарастания), накладывает серьезные ограничения на быстродействие усилителя в переходной области и вызывает переходные искажения. Если усилитель будет использоваться в системе с малым быстродействием, то смещать двухтактную пару в состоянии покоя не нужно, так как переходные искажения будут в основном устранены за счет обратной связи. Промышленность выпускает несколько типов интегральных схем усилителей мощности для операционных усилителей, например LT1010, ОРАб33 и 3553. Эти двухтактные усилители с единичным коэффициентом усиления работают на частотах до 100 МГц и выше, их выходной ток равен 200 мА. Их смело можно охватывать петлей обратной связи (см. табл. 7.4).

Источник питания. Операционный усилитель может работать как усилитель в стабилизаторе напряжения с обратной связью (рис. 4.23).

Рис. 4.23.

Операционный усилитель сравнивает выходное напряжение с эталонным напряжением стабилитрона и соответственно управляет составным транзистором Дарлингтона, выполняющим функции «проходного транзистора». Эта схема обеспечивает стабилизированное напряжение 10 В при протекании через нагрузку тока до 1 А. Некоторые замечания по этой схеме:

1. Делитель, с которого снимается выходное напряжение, может быть выполнен в виде потенциометра, тогда выходное напряжение можно будет регулировать.

2. Для ослабления пульсаций на зенеровском диоде (стабилитроне) резистор с сопротивлением 10 кОм полезно заменить источником тока. Другой вариант состоит в том, чтобы смещение зенеровского диода задавать от выходного сигнала; в этом случае вы с пользой применяете стабилизатор, который построили. Замечание: если вы захотите воспользоваться этим трюком, то внимательно проанализируйте вашу схему и убедитесь в том, что она запускается, когда на нее подается питание.

3. Схема, подобная рассмотренной, может быть повреждена при возникновении короткого замыкания на выходе. Это связано с тем, что при этом ОУ стремится обеспечить протекание через составной транзистор очень большого тока. В стабилизированном источнике питания всегда следует предусматривать схему для ограничения «аварийного» тока (более подробно вы познакомитесь с этим вопросом в разд. 6.05).

4. Промышленность выпускает разнообразные стабилизаторы напряжения в интегральном исполнении, начиная от освященных временем интегральных схем типа 723 до недавно появившихся 3-выводных регулируемых стабилизаторов с внутренними средствами ограничения тока и ограничения по перегреву (см. табл. 6.8–6.10). Эти устройства, в которых имеются встроенные температурно-компенсированный источник эталонного напряжения и проходной транзистор, так удобны в работе, что операционные усилители общего назначения теперь почти никогда не используются в стабилизаторах напряжения. Исключением являются случаи, когда стабильное напряжение нужно сформировать внутри схемы, уже имеющей стабилизированный источник напряжения.

В гл. 6 мы подробно поговорим о стабилизаторах напряжения и источниках питания и рассмотрим специальные интегральные схемы, предназначенные для использования в качестве стабилизаторов напряжения.

4.10. Нелинейные схемы

Усилитель с переключением мощности. В тех случаях, когда нагрузка может переключаться, т. е. может быть либо подключена, либо отключена, к операционному усилителю можно подключить транзистор, который работает как переключатель. На рис. 4.24 показано, как это можно сделать.

Рис. 4.24.

Обратите внимание на диод, который предотвращает пробой перехода база-эмиттер (на выходе ОУ легко может возникнуть отрицательное напряжение, превышающее —5 В). Для некритичных условий подойдет мощный транзистор типа 2Ν3055. Если ток в схеме может превышать 1 А, то рекомендуем использовать составной транзистор Дарлингтона (или мощный полевой МОП-транзистор).

Активный выпрямитель. Если амплитуда сигналов меньше, чем падение напряжения на диоде, то выпрямлять такие сигналы с помощью диодно-резистивной схемы нельзя. Как правило, для выпрямления таких сигналов прибегают к помощи ОУ и помещают диод в цепь обратной связи (рис. 4.25).

Рис. 4.25. Простейший активный выпрямитель.

Для положительного напряжения U вх диод обеспечивает отрицательную обратную связь; выходной сигнал за счет диода повторяет сигнал на входе, причем исключается влияние падения напряжения U БЭ . При отрицательном напряжении U вх операционный усилитель переходит в режим насыщения и напряжение U вых становится равным потенциалу земли. Для получения меньшего выходного импеданса (при нуле на выходе) можно взять резистор R с меньшим сопротивлением, но это ведет к увеличению выходного тока операционного усилителя. Лучше всего использовать на выходе схемы повторитель на ОУ так, как показано на рис. 4.25, при этом выходное сопротивление будет очень небольшим независимо от величины сопротивления R.

Представленная схема обладает недостатком, который сказывается при работе с быстро изменяющимися сигналами. Выходной сигнал операционного усилителя не может изменяться бесконечно быстро, в связи с этим восстановление при переходе из режима насыщения в активный режим (выходной сигнал проходит через нуль в направлении снизу вверх) занимает некоторое время, в течение которого состояние выхода является неправильным. Это явление иллюстрируется графиком на рис. 4.26.

Рис. 4.26. Проявление эффекта конечной скорости нарастания в простейшем активном выпрямителе.

Выходной сигнал (жирная линия) в точности представляет собой выпрямленный входной сигнал (тонкая линия), за исключением короткого интервала времени после увеличения входного напряжения относительно 0 В. На этом интервале операционный усилитель стремительно выходит из режима насыщения, при котором напряжение на его выходе было равно — U ЭЭ , поэтому напряжение на выходе схемы равно потенциалу земли. Для операционного усилителя общего назначения типа 411 скорость нарастания (максимальная скорость изменения выходного сигнала) составляет 15 В/мкс; следовательно, восстановление при переходе из режима насыщения в активный режим занимает приблизительно 1 мкс — это может привести к серьезным выходным ошибкам для быстрых сигналов.

Положение дел можно исправить, если воспользоваться модификацией рассмотренной схемы (рис. 4.27).

Рис. 4.27. Улучшенный активный выпрямитель.

Благодаря диоду Д 1 с отрицательными входными сигналами схема работает как инвертор с единичным коэффициентом усиления. Для положительных входных сигналов диод Д 2 ограничивает выходное напряжение первого ОУ по уровню, который ниже потенциала земли на величину падения напряжения на диоде, и так как диод Д 1 смещен в обратном направлении, то U вых равно потенциалу земли. Эта схема дает лучший результат, так как при переходе входного сигнала через нуль напряжение на выходе изменяется всего лишь на удвоенную величину падения напряжения на диоде. В связи с тем что напряжение на выходе операционного усилителя должно измениться только на 1,2 В, вместо того чтобы изменяться на величину U ЭЭ , динамическая ошибка при переходе через нуль уменьшается более чем в 10 раз. Кстати говоря, этот выпрямитель является инвертирующим. Если же выходной сигнал должен быть неинвертированным, то к выходу нужно подключить инвертор с единичным коэффициентом усиления.

Характеристики приведенных здесь схем будут лучше, если использовать в них операционные усилители с большой скоростью нарастания. Скорость нарастания влияет на характеристики простых усилителей напряжения. Здесь стоит остановиться и рассмотреть, чем реальные ОУ отличаются от идеальных, так как это различие влияет, как мы уже упоминали выше, на разработку схем с операционными усилителями. Если вы будете знать, в чем состоят недостатки операционных усилителей и как они влияют на разработку схем и на их характеристики, то это поможет вам правильно выбирать ОУ и эффективно разрабатывать схемы на их основе.

 

Подробный анализ работы операционных усилителей

На рис. 4.28 показана схема широко распространенного интегрального ОУ типа 411. Эта схема относительно незамысловата, если рассматривать ее с точки зрения транзисторных схем, которым была посвящена предыдущая глава. Она имеет дифференциальный входной каскад с нагрузкой в виде токового зеркала, далее подключен каскад с общим эмиттером на транзисторах n-р-n-типа. (который также имеет активную нагрузку), обеспечивающий большую часть усиления по напряжению. К эмиттерному повторителю р-n-р-типа подключен выходной каскад, представляющий собой двухтактный эмиттерный повторитель, в состав которого входит схема ограничения тока. Эта схема является типичной для многих ОУ, выпускаемых промышленностью в настоящее время. Для многих задач характеристики таких ОУ близки к идеальным.

Рис. 4.28. Принципиальная схема наиболее широко используемого ОУ типа 741 (фирма Fairchild Camera and Instrument Corp.).

А сейчас мы рассмотрим, в какой степени реальные ОУ отличаются от идеальных, как это учесть при разработке схем и что делать с этими отличиями.

4.11. Отличие характеристик идеального ОУ от реального

Идеальный операционный усилитель имеет следующие характеристики:

1. Входной импеданс (и для дифференциального, и для синфазного сигнала) равен бесконечности, а входные токи — нулю.

2. Выходной импеданс (при разомкнутой ОС) равен нулю.

3. Коэффициент усиления по напряжению равен бесконечности.

4. Коэффициент усиления синфазного сигнала равен нулю.

5. Выходное напряжение равно нулю, когда напряжение на обоих входах одинаково (напряжение сдвига равно нулю).

6. Выходное напряжение может изменяться мгновенно (бесконечная скорость нарастания).

Перечисленные характеристики не зависят от температуры и изменений напряжения питания.

Отличие характеристик реальных операционных усилителей от идеальных состоит в следующем (типичные значения приведены в табл. 4.1).

Входной ток. Небольшой ток, называемый входным током смещения, I см , втекает во входные зажимы (или вытекает, в зависимости от типа ОУ). Этот ток равен половине суммы входных токов, измеренных при соединении входов между собой (два входных тока примерно равны между собой и представляют собой просто базовые токи входных транзисторов). Для операционного усилителя типа 411, на входе которого используются полевые транзисторы с p-n-переходом, типичным значением тока смещения является 50 пА при комнатной температуре (и 2 нА при температуре 70 °C). В то же время для операционного усилителя со входами на биполярных транзисторах, например типа ОР-27, типичным значением тока смещения является 15 нА с небольшими колебаниями в зависимости от температуры. По грубой оценке для операционных усилителей со входами на биполярных транзисторах тока смещения оцениваются десятыми долями наноампер, а для операционных усилителей со входами на полевых транзисторах — десятыми долями пикоампер (т. е. в 1000 раз меньше). В общем, если вы имеете дело с операционным усилителем на полевых транзисторах, можете пренебречь входным током; с операционным усилителем на биполярных транзисторах так поступать нельзя.

Роль входного тока смещения состоит в том, что он создает падение напряжения на резисторах цепей обратной связи и смещения, а также на сопротивлении источника сигнала. От того, насколько малы сопротивления этих резисторов, зависит влияние этого тока на параметры вашей схемы по постоянному току и отклонения выходного напряжения. Характер этой зависимости скоро станет вам ясен.

Промышленность выпускает операционные усилители с входными токами смещения порядка наноампер и ниже для схем со входами на биполярных транзисторах и порядка нескольких пикоампер (10-6 мкА) для схем со входами на полевых транзисторах. Самые малые токи смещения имеют схема с транзисторами Дарлингтона со сверхбольшим значением коэффициента β типа LM11 (максимальный входной ток равен 50 пА), схема типа AD549 (входной ток равен 0,06 пА) и схема с полевыми МОП-транзисторами типа ICH8500 (входной ток равен 0,01 пА). Как правило, транзисторные ОУ, предназначенные для использования в системах с высоким быстродействием, имеют большие токи смещения.

Входной ток сдвига. Входным током сдвига называют разность двух входных токов. В отличие от входного тока смещения ток сдвига I сдв обусловлен отклонениями в технологическом процессе изготовления ОУ, так как в отсутствие таких отклонений токи смещения на двух симметричных входах были бы одинаковы. В результате даже при наличии на входах источников с одинаковыми сопротивлениями падения напряжения на входах ОУ будут разными и, следовательно, между входами будет существовать разность напряжений. Немного позже вы увидите, как это учитывают при разработке схем. Обычно ток сдвига составляет примерно одну десятую часть тока смещения. Для операционного усилителя типа 411 типичным является значение I сдв = 25 пА.

Входной импеданс. Входной импеданс определяется входным сопротивлением для дифференциального сигнала (импеданс со стороны одного из входов при заземлении другого), которое обычно значительно меньше, чем сопротивление для синфазного сигнала (типичный входной каскад выглядит как дифференциальный усилитель с источником тока). Для операционного усилителя типа 411 со входом на полевом транзисторе входное сопротивление равно примерно 1012 Ом, а для операционных усилителей со входами на биполярных транзисторах, например типа 741 — составляет около 2 МОм.

В связи с тем что отрицательной обратной связи присущ эффект самопроизвольной установки входов (отрицательная обратная связь стремится поддерживать на обоих входах одинаковое напряжение и значительно уменьшает дифференциальный входной сигнал), для практики Z вх имеет достаточно большие значения и не является столь лимитирующим параметром, как входной ток смещения.

Входной диапазон синфазного сигнала. Для того чтобы операционный усилитель работал правильно, напряжение на его входах должно находиться в пределах определенного диапазона значений, который обычно не превышает полного диапазона напряжения питания. Если напряжение на входах выходит за пределы этого диапазона, то коэффициент усиления ОУ может резко измениться и даже поменять знак. Для операционного усилителя типа 411, использующего источники ±15 В, входной диапазон синфазного сигнала определяется как минимум значениями ±11 В. Однако фирма-изготовитель утверждает, что схема типа 411 будет работать и в том, случае, когда входной диапазон синфазного сигнала будет ограничен сверху положительным питающим напряжением, при этом, правда, существенно ухудшатся характеристики. Если напряжение на одном из входов ограничить отрицательным питающим напряжением, то последствия такой работы ОУ могут быть сокрушительными: возможен поворот фазы и насыщение на выходе по положительному питающему напряжению.

Существуют такие ОУ, у которых входной диапазон синфазного сигнала ограничен снизу отрицательным питающим напряжением, например ОУ типа LM358 (хороший сдвоенный ОУ), а также ОУ типа LM10, СА3440 или ОР-22, или ограничен сверху положительным питающим напряжением, например ОУ типа 301, ОР-41 или серия интегральных схем 355. Кроме рабочего входного диапазона синфазного сигнала, определяются максимально допустимые входные напряжения, при превышении которых происходит разрушение схемы. Для операционных усилителей типа 411 это ± 15 В (при этом не допускается превышение отрицательного питающего напряжения, если оно оказывается меньше указанного предельного значения).

Входной диапазон дифференциального сигнала. Для некоторых операционных усилителей допустимое напряжение между входами ограничено такими малыми значениями, как например, ±0,5 В, правда, для большинства схем допустимые дифференциальные входные сигналы могут достигать значения напряжения питания. Превышение заданного максимума может вызвать ухудшение характеристик или разрушение схемы операционного усилителя.

Выходное сопротивление; зависимость размаха выходного напряжения от сопротивления нагрузки. Выходное сопротивление R вых — это собственное выходное сопротивление ОУ без обратной связи. Для операционного усилителя типа 411 оно равно приблизительно 40 Ом, а для некоторых маломощных ОУ оно может достигать нескольких тысяч ом (см. рис. 7.16).

Обратная связь делает выходное сопротивление пренебрежимо малым (или очень увеличивает его в случае обратной связи по току); поэтому большое значение имеет максимально допустимый выходной ток, равный, как правило, примерно 20 мА. Часто зависимость размаха выходного напряжения U вых. разм от сопротивления нагрузки изображают в виде графика, а иногда просто приводят несколько значений для типичных сопротивлений нагрузки. Многие операционные усилители обладают неодинаковыми (асимметричными) возможностями по управлению последующим каскадом, т. е. они потребляют больше тока, чем производят (или наоборот). Для операционного усилителя типа 411 возможный размах выходного напряжения на 2 В меньше, чем диапазон, определяемый значениями U KK и U ЭЭ на нагрузке с сопротивлением более чем 2 кОм. Если сопротивление нагрузки намного меньше, чем 2 кОм, то размах будет небольшим. Для некоторых ОУ размах выходного напряжения ограничен источником отрицательного напряжения (например, ОУ типа САЗ130, 3160, ALD1701 и ICL761x). Замечательной схеме LM10 на биполярных транзисторах также присуще это свойство, но без ограничений по диапазону питающего напряжения, как в операционном усилителе с выходами на МОП-транзисторах (обычно это +8 В максимум).

Коэффициент усиления по напряжению и фазовый сдвиг. Обычно коэффициент усиления по напряжению Αu 0 для постоянного тока лежит в пределах от 10000 до 100000 (часто его определяют в децибелах), он уменьшается с ростом частоты, и на частоте, лежащей в пределах от 1 до 10 МГц (ее обозначают f ср ), коэффициент усиления уменьшается до единицы. Обычно строят график зависимости коэффициента усиления по напряжению при разомкнутой цепи обратной связи от частоты. Такой график, построенный для операционного усилителя с внутренней коррекцией, показывает, что спад усиления с наклоном 6 дБ/октава начинается на достаточно низкой частоте (для ОУ типа 411-на частоте около 10 Гц); такая зависимость создается намеренно, как вы узнаете из разд. 4.32, - тем самым обеспечивается стабильность работы ОУ. Спад характеристики (такой же, как у простого фильтра низких частот) приводит к тому, что на всех частотах выше сопрягающей частоты между входом и выходом (при разомкнутой цепи обратной связи) существует постоянный сдвиг фазы, равный 90°, увеличивающийся до 120–160°, по мере того как коэффициент усиления приближается к единице. Сдвиг фаз на 180° в момент равенства коэффициента усиления единице приводит к появлению положительной обратной связи (автоколебаниям), поэтому разность между фазовым сдвигом на частоте f ср и 180° называют «запасом по фазе».

Входное напряжение сдвига. Отклонения, возникающие в процессе изготовления операционных усилителей, приводят к тому, что входные каскады ОУ имеют некоторую разбалансировку. Если при нулевом входном сигнале входы ОУ соединить между собой, то выход схемы насытится, и выходное напряжение будет равно либо U KK , либо U ЭЭ  (заранее предсказать значения нельзя). Разность входных напряжений, необходимая для того, чтобы выходное напряжение стало равно нулю, называют входным напряжением сдвига, U сдв (представим себе, что к одному из входов последовательно подключена батарея с таким напряжением). Обычно в операционном усилителе бывает предусмотрена возможность уменьшения входного напряжения сдвига до нуля (настройка нуля). Для ОУ типа 411 между контактами 1 и 5 следует включить потенциометр на 10 кОм, его движок должен быть подключен к источнику U ЭЭ .

Для точных систем не меньшее значение, чем сам сдвиг, имеет дрейф входного напряжения сдвига под влиянием температуры и времени, так как начальный сдвиг можно сделать равным нулю. Для операционного усилителя типа 411 типичным является напряжение сдвига, равное 0,8 мВ (максимальное значение 2 мВ) и коэффициент, определяющий дрейф сдвига под влиянием температуры, равный 7 мкВ/°С. Коэффициент, определяющий дрейф сдвига под влиянием времени, изготовители обычно не оговаривают. Для прецизионного операционного усилителя типа ОР-77 с помощью лазерных методов подгонки напряжение сдвига устанавливают не превышающим 10 мкВ, температурный коэффициент напряжения сдвига (ТКНсдв) для этой схемы равен 0,2 мкВ/°С, а временной дрейф определяется коэффициентом 0,2 мкВ/мес.

Скорость нарастания. «Компенсационная» емкость операционного усилителя (о ней пойдет речь в разд. 4.32) и небольшие внутренние токи ограничивают скорость изменения выходного напряжения даже при условии большого разбаланса входов. Предельную скорость изменения выходного напряжения обычно называют скоростью нарастания. Для ОУ типа 411 она равна 15 В/мкс, у маломощного ОУ скорость нарастания обычно не превышает 1 В/мкс, быстродействующий ОУ может иметь скорость нарастания порядка 100 В/мкс, а для сверхбыстрого буфера типа LH0063C скорость нарастания составляет 6000 В/мкс. Скорость нарастания ограничивает амплитуду неискаженного синусоидального выходного сигнала при превышении некоторой критической частоты (частоты, на которой для получения полного размаха выходного напряжения скорость нарастания ОУ должна быть максимальной, рис. 4.29), тем самым объясняется введение в спецификации «графика зависимости размаха выходного напряжения от частоты». Для синусоидального сигнала, частота которого равна f герц, а амплитуда — А вольт, минимальная скорость нарастания должна составлять 2πAF вольт в 1 с.

Для операционных усилителей с внешней коррекцией скорость нарастания зависит от используемой схемы коррекции. В общем, коррекции, предназначенной для схем с единичным усилением, соответствует самая малая скорость нарастания; она увеличивается примерно в 30 раз при коррекции 100-кратного усиления. Подробнее мы рассмотрим этот вопрос в разд. 4.32.

Рис. 4.29. Искажение, обусловленное скоростью нарастания.

Влияние температуры. Все рассмотренные выше параметры зависят от температуры. Однако это обычно не влияет на работу схемы, так как, например, небольшие изменения коэффициента усиления почти полностью компенсирует обратная связь. Более того, изменение этих параметров под влиянием температуры, как правило, невелико по сравнению с их изменением от образца к образцу. Исключение составляют входное напряжение сдвига и входной ток сдвига. Их зависимость от температуры сказывается в появлении дрейфа выходного напряжения после того, как с помощью регулировки входные сдвиги были сведены практически к нулю. Для прецизионных систем следует использовать так называемые «измерительные» усилители, имеющие малый дрейф. У таких усилителей для уменьшения пагубного влияния градиента температуры, возникающего в схеме, выходной каскад подключают к внешней нагрузке с сопротивлением не менее 10 кОм. К этому вопросу мы вернемся в гл. 7.

Для полноты изложения следует упомянуть, что на характеристики ОУ накладывают ограничения такие параметры, как коэффициент ослабления синфазных сигналов (КОСС), коэффициент ослабления влияния источника напряжения питания (КОНП), шумовое входное напряжение и шумовой ток (е ш , i ш ) и переходные искажения на выходе. Эти параметры следует учитывать только в прецизионных схемах и в усилителях с низким уровнем шумов, которые мы рассмотрим в гл. 7.

4.12. Эффекты ограничений ОУ на работу схем на их основе

Вернемся к инвертирующему усилителю и рассмотрим его еще раз, учитывая известные нам теперь ограничения. Покажем, как они влияют на работу схемы и как их учесть при разработке ОУ. Используя этот пример, вы сможете разобраться и с другими схемами ОУ. На рис. 4.30 вновь показан инвертирующий операционный усилитель.

Рис. 4.30.

Коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС. В связи с тем что коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС имеет конечное значение, в усилителе с обратной связью коэффициент усиления по напряжению (коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС) в определенный момент начинает убывать. Этому моменту соответствует частота, на которой коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС приближается к значению R 2 /R 1 (рис. 4.31).

Рис. 4.31. Зависимость коэффициента усиления от частоты для ОУ типа LF411 («диаграмма Боде»).

1 — коэффициент усиления при разомкнутой ОС, 2 — коэффициент усиления при замкнутой ОС, f эдБ = fτ / К (замкнутой ОС)

Этот спад позволяет судить о том, что семейство усилителей типа 411 относится к классу низкочастотных усилителей; на частоте 50 кГц коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС падает до 100, а частота f ср равна 4 МГц. Обратите внимание, что коэффициент усиления при замкнутой цепи ОС всегда меньше, чем коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС; это означает, что если на основе ОУ типа 411 построить, например, усилитель со 100-кратным усилением, то на частотах около 50 кГц его усиление заметно ослабеет. Более точно мы опишем этот эффект чуть ниже (разд. 4.25), когда будем рассматривать транзисторные схемы с обратной связью, имеющие конечный коэффициент усиления при разомкнутой цепи ОС.

Скорость нарастания. В связи с тем что скорость нарастания ограничена, на частотах выше некоторого граничного значения максимальный размах синусоидального сигнала начинает падать. На рис. 4.32 представлен график для операционного усилителя типа 411 со скоростью нарастания 15 В/мкс.

Рис. 4.32. Зависимость размаха выходного напряжения от частоты (LF411). U и = ±15В; Т окр = 25 °C, R н = 10 кОм. Кривая убывает пропорционально 1/ f .

При скорости нарастания s выходная амплитуда ограничена значением A от пика до пика  =< s/πf для синусоидального сигнала, имеющего частоту f; тем самым объясняется наличие участка спада на графике с наклоном 1/f. Горизонтальный участок на графике соответствует ограничению размаха выходного напряжения источников питания.

Попутно отметим, что ограничения, связанные со скоростью нарастания ОУ можно использовать на благо, для устранения шумовых импульсов полезного сигнала с помощью так называемой нелинейной низкочастотной фильтрации. Суть метода состоит в следующем: намеренно ограничивая скорость нарастания можно существенно уменьшить острые импульсы, никак не искажая при этом фоновый сигнал.

Выходной ток. В связи с тем, что выходной ток операционного усилителя ограничен, размах выходного напряжения на низкоомных нагрузках также ограничен. На рис. 4.33 представлен график для операционного усилителя типа 411.

Рис. 4.33. Зависимость размаха выходного напряжения от нагрузки (LF411).  U и = 15 В,  Т окр = 25 °C.

В прецизионных схемах как раз и нужно ограничивать выходные токи для того, чтобы избежать появления в кристалле схемы температурных градиентов, связанных с рассеянием слишком большой мощности в выходном каскаде.

Напряжение сдвига. Благодаря наличию входного напряжения сдвига, при нулевом напряжении на входе напряжение на выходе равно U вых  = K Uo U сдв . Инвертирующий усилитель на основе ОУ типа 411 имеет коэффициент усиления по напряжению, равный 100. При заземленном входе напряжение на выходе этой схемы достигает значения ±0,2 В U сдв = 2 мВ, максимальное значение). Можно предложить следующие пути решения проблемы: а) Если усиление сигнала по постоянному току не представляет интереса, то с помощью конденсатора можно уменьшить коэффициент усиления для сигналов постоянного тока до единицы, как показано на рис. 4.7, также как в рассмотренном выше усилителе для звукоснимателя (рис. 4.20). Там для передачи входного сигнала используется емкостная связь, б) Настроить нуль, используя предлагаемую фирмой-изготовителем схему регулировки, в) Можно использовать ОУ с меньшим напряжением сдвига U сдв . г) Настроить нуль, используя схему регулировки, описанную в разд. 7.06 (рис. 7.5).

Входной ток смещения. Если в инвертирующем усилителе один из входов заземлен, то даже при условии идеальной настройки (т. е. U сдв = 0), на выходе усилителя будет присутствовать отличное от нуля выходное напряжение. Это связано с тем, что входной ток смещения I см создает падение напряжения на резисторах, которое затем усиливается схемой усилителя. В этой схеме сопротивление со стороны инвертирующего входа определяется резисторами R 1 ||R 2 , но ток смещения воспринимается как входной сигнал, подобный току, текущему через R 1 , а поэтому он порождает смещение выхода U вых  = I см R 2 .

В операционных усилителях со входами на полевых транзисторах эффектом входного тока смещения обычно можно пренебречь, по-другому дело обстоит с операционными усилителями на биполярных транзисторах — здесь значительные входные токи могут привести к серьезным проблемам. Рассмотрим в качестве примера инвертирующий усилитель, в котором R 1 = 10 кОм и R 2 = 1 МОм; эти значения подходят для инвертирующего каскада, в котором желательно обеспечить значение Z вх , равным 10 кОм. Если выбрать схему типа LM833 на биполярных транзисторах, с низким уровнем шумов, то ее выходное напряжение (при заземленном входе) может достигать величины 100 x 1000 нА x 9,9 кОм или 0,99 В, что ни в какой мере не может быть приемлемо. Для сравнения отметим, что ОУ типа LF411 (со входами на полевых транзисторах с p-n-переходом) соответствующее выходное напряжение для худшего случая (при заземленном входе) составляет 0,2 мВ; для большинства практических случаев эта величина пренебрежимо мала и уж во всяком случае несравнима с ошибкой выходного напряжения, порождаемой напряжением сдвига (в худшем случае для ненастроенного ОУ типа LF411 она составляет 200 мВ).

Для борьбы с ошибками, обусловленными током смещения, существует несколько способов. Если вам нужен ОУ с большим током смещения, можно сделать сопротивление со стороны обоих входов одинаковым, как на рис. 4.34.

Рис. 4.34. Для уменьшения ошибок, обусловленных входным током смещения в ОУ на биполярных транзисторах следует использовать компенсационный резистор.

В этом случае сопротивление 9,1 кОм выбрано с учетом параллельного соединения резисторов 10 кОм и 100 кОм. Кроме того, лучше всего если сопротивление цепи обратной связи будет достаточно малым, тогда ток смещения не будет давать большие сдвиги; сопротивления в цепях входов ОУ имеют типичные значения от 1 до 100 кОм. Третий способ состоит в уменьшении до единицы коэффициента усиления по постоянному току, как в рассмотренном выше усилителе для звукоснимателя.

Однако для большинства случаев можно рекомендовать использовать ОУ с пренебрежимо малыми входными токами. В операционных усилителях со входами на полевых транзисторах с р-n-переходом или на полевых МОП-транзисторах входные токи как правило имеют порядок пикоампер (однако, здесь входной ток быстро растет при увеличении температуры — удваивается при изменении температуры на каждые 10 °C), во многих современных схемах на биполярных транзисторах за счет использования транзисторов со сверхвысоким значением коэффициента β и схем компенсации смещения токи смещения почти также невелики и незначительно зависят от температуры. Такие операционные усилители обладают достоинствами ОУ на биполярных транзисторах (высокая точность, низкий уровень шума) и лишены недостатков, связанных со входным током.

Например, для прецизионного биполярного ОУ с низким уровнем шума типа ОР-27 I см = 10 нА (типичное значение), для недорогого биполярного ОУ типа LM312 I см = 1,5 нА (типичное значение), для улучшенных вариантов этого ОУ (типа LT1012 и LM11) — I см = 30 пА (типичное значение). Среди недорогих ОУ на полевых транзисторах можно назвать ОУ типа LF411 на полевых транзисторах с p-n-переходом, для которого I см = 50 пА (типичное значение) и серию ИС типа TLC20 на полевых МОП-транзисторах, для которой I см = 1 пА (типичное значение).

Входной ток сдвига. Как мы только что убедились, лучше всего создавать такие схемы, в которых импедансы и токи смещения ОУ порождают пренебрежимо малые ошибки. Однако иногда может возникнуть потребность в ОУ с большим током смещения или с очень большим эквивалентным импедансом. В этой ситуации лучше всего постараться сбалансировать входные импедансы по постоянному току. На выходе все равно будет существовать некоторая ошибка (К пост. ток I сдв R ист ), обусловленная асимметрией входных токов ОУ. В общем, I сдв  меньше, чем I см в 2-20 раз (биполярные ОУ, как правило, дают лучшее согласование, чем ОУ на полевых транзисторах).

В предыдущих параграфах мы рассмотрели эффекты ограничений ОУ на примере простого инвертирующего усилителя напряжения. Для него, например, наличие входного тока ОУ вызывает появление ошибки напряжения на выходе. В ОУ другого назначения эффект может быть совсем другим, например в инвертирующем ОУ конечный входной ток порождает на выходе линейно меняющийся сигнал (а не константу) при нулевом напряжении, приложенном ко входу. По мере освоения схем ОУ вы сможете оценивать, как сказываются ограничения ОУ на работе данной схемы и, следовательно, сможете выбрать операционный усилитель, подходящий для конкретного случая. Вообще говоря, «самого-самого» лучшего ОУ на свете не существует (даже если вас не останавливает никакая цена): у операционных усилителей с самыми незначительными входными токами (на полевых МОП-транзисторах), как правило, плохо обстоят дела с напряжением сдвига, и наоборот. Хорошие разработчики при выборе компонентов идут на компромиссы с тем, чтобы оптимизировать характеристики схемы, и избегают по-возможности элементов с ненужной «позолотой».

* * *

«Сегодня густо, завтра пусто»

В своем неустанном стремлении к совершенству кристаллов полупроводниковая промышленность преподносит нам иногда неприятные сюрпризы. Представьте себе такую ситуацию: вы разработали отличную новую схему, сделали образец, провели тестирование и горите желанием запустить свое детище в производство. Вы оформляете заказ на необходимые компоненты, но оказывается, что самую нужную ИС сняли с производства! А порой бывает и еще хуже: заказчик начинает жаловаться на задержку поставки прибора, который выпускается уже ни один год. Когда вы начинаете выяснять, что случилось, оказывается, что для завершения сборки плат не хватает единственной ИС, которая «еще не поступила» на участок сборки. Далее выясняется, что она не поступила и на склад. В конце концов вы узнаете, что схему сняли с производства 6 месяцев назад и в наличии нет ни одной!

Почему же возникают подобные казусы и что может предпринять в таких случаях разработчик? По нашему мнению, существуют четыре основных причины прекращения производства ИС:

1. Устаревание: Появились новые, лучшие ИС и нет смысла продолжать выпуск старых. Это целиком и полностью относится к цифровым ИС памяти (например, каждый год небольшие статические кристаллы ЗУПВ (ЗУ с произвольной выборкой) и СППЗУ (стираемые программируемые постоянные ЗУ) заменяются более компактными и быстродействующими модификациями), хотя не избежали этой участи и линейные ИС. В подобных случаях чаще всего новая модифицированная ИС совместима со старой по выводам и может быть вставлена в старый разъем.

2. ИС не пользуется спросом у покупателей: Иногда исчезают прекрасные ИС. Если проявить настойчивость, то изготовитель может дать объяснение — «не было спроса» или что-нибудь в этом роде. Этот случай можно квалифицировать так: «прекращение производства для удобства изготовителя». Мы столкнулись с серьезными трудностями, когда фирма Harris сняла с производства прекрасную схему НА4925, исчез великолепный счетверенный компаратор с очень высоким быстродействием и ничего не появилось ему взамен. Фирма Harris сняла также с производства схему НА2705 — бесследно исчезла еще одна замечательная ИС, самый быстродействующий микромощный ОУ. Иногда хорошую ИС снимают с производства в связи с изменениями в технологической линии, производящей подложки (увеличивается размер подложки - вместо 3 дюймов устанавливают размер 5 или 6 дюймов). Мы уже заметили, что фирма Harris особенно любит прекращать производство очень хороших и уникальных ИС; тоже самое проделывали фирмы Intersil и GE.

3. Утеряны чертежи схем: В это трудно поверить, но иногда фирмы-изготовители теряют чертежи какого-либо кристалла и по этой причине прекращают его производство. Такая история произошла с 8-каскадным делителем на КМОП-транзисторах типа SSS-4404 фирмы Solid State Systems.

4. У изготовителя нет заказов: это также относится к SSS-4404!.

Если у вас есть уже разработанная плата, но нет никакой возможности достать нужную ИС, предлагаем вам следующие решения. Во-первых, можно разработать плату заново (а может быть и схему) на основе ИС, имеющихся в наличии. Это, наверное, лучший выход из положения в случае, когда вы запускаете в производство новую плату или когда уже идет производство большой партии плат. Во-вторых, можно разработать маленькую «дочернюю» плату, которая будет подключаться к пустому разъему вместо недостающей ИС и эмулировать ее работу. Хотя этот выход из положения нельзя назвать красивым, он полностью решает возникшую перед вами проблему.

* * *

К чему приводят ограничения, свойственные ОУ. Рассмотренные ограничения операционного усилителя влияют на параметры компонентов почти во всех схемах. Например, резисторы обратной связи должны быть достаточно большими, тогда они не будут существенно нагружать выход; вместе с тем, если они будут слишком большими, то входной ток смещения будет порождать ощутимые сдвиги. Кроме того, высокое сопротивление в цепи обратной связи повышает восприимчивость схемы к влиянию внешних наводок и увеличивает влияние паразитной емкости. Учитывая сказанное выше, для ОУ общего назначения обычно выбирают резисторы цепей ОС с сопротивлением от 2 до 100 кОм.

* * *

РАСПРОСТРАНЕННЫЕ ТИПЫ ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ.

Иногда случается так, что новый ОУ появляется как раз вовремя и удовлетворяет запросы разработчиков и по своим характеристикам, и по стоимости, и по конструктивному оформлению. К его производству приступает сразу несколько фирм, он завоевывает симпатии разработчиков и получает широкую известность. Ниже приводится перечень распространенных в наше время типов ОУ:

301 Первый удобный для использования ОУ; впервые использован «боковой транзистор р-n-р -типа; коррекция внешняя; родоначальник - фирма National Semiconductor.

741 Промышленный стандарт в течение многих лет; коррекция внутренняя; родоначальник - Fairchild.

1458 Разработан фирмой Motorola в ответ на создание ОУ типа 741; два ОУ типа 741 в миниатюрном корпусе с двухрядным расположением выводов, выводы для регулировки сдвига не предусмотрены.

308 Прецизионный ОУ фирмы National; малая потребляемая мощность, транзисторы со сверхвысоким β , гарантированный максимум дрейфа.

324 Распространенная схема счетверенных ОУ (сдвоенная схема - 358 в мини-DIP-Kopnyce с двухрядным расположением выводов). Работает с одним источником питания; фирма National.

355 Многофункциональный ОУ на биполярных и полевых транзисторах (356, 357-более высокое быстродействие); точность не хуже, чем у биполярной схемы, но быстродействие выше, а входной ток меньше; фирма National. (Фирма Fairchild сделала попытку предпринять ответный ход и разработала ОУ типа 740, который потерпел неудачу из-за плохих характеристик. Как вам понравится входной сдвиг 0,1 В?)

TL081 Разработан фирмой Texas Instruments в ответ на появление серии 355; серия недорогих ОУ; интегральная схема объединяет один, два, четыре ОУ, небольшая мощность; невысокий уровень шума; используются различные типы корпусов.

LF411 Разработан фирмой National; улучшенная серия на биполярных и полевых транзисторах; сдвиг и смещение небольшие, высокое быстродействие, небольшое искажение, большой выходной ток, невысокая стоимость; сдвоенная (LF 412) и микромощная (LF441/2/4) модификации.

* * *

Подобные компромиссы принимают при разработке почти всех электронных схем включая и самые простые транзисторные схемы. Например, величина тока покоя в транзисторном усилителе ограничена сверху мощностью, которую может рассеивать устройство, величиной входного тока и питающего тока, коэффициента усиления по току, а снизу — величиной тока утечки, коэффициента усиления по току и быстродействием (которое уменьшается из-за паразитной емкости и больших сопротивлений). В связи с этим, как было указано в гл. 2, величину коллекторного тока обычно выбирают в диапазоне от нескольких десятков микроампер до нескольких десятков миллиампер (побольше для мощных схем, поменьше для «микромощных»). В следующих трех главах мы рассмотрим такие проблемы более тщательно для того, чтобы вы поняли, как находят компромиссные решения.

  Упражнение 4.6. Нарисуйте схему инвертирующего усилителя со связями по постоянному току; его коэффициент усиления должен быть равен 100, а R вх = 10 кОм. Предусмотрите возможность компенсации входного тока смещения и регулировки напряжения сдвига (используйте потенциометр на 10 кОм, который можно подключить к выводам 1 и 5 , а его движок - к источнику питания u .). И наконец, измените схему так, чтобы выполнялось условие Z вх  >= 10 8 Ом.

* * *

ОПЕРАЦИОННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ ТИПА 741 И ДРУГИЕ.

В 1965 г. Видлар разработал первый, пригодный для использования интегральный ОУ; это был ОУ типа μΑ709 фирмы Fairchild. Он получил широкое распространение, но обладал некоторыми недостатками, в частности имел тенденцию к защелкиванию при перегрузке входа и не имел защиты против короткого замыкания на выходе. Кроме того, в этом ОУ необходимо было производить внешнюю частотную коррекцию (с помощью двух конденсаторов и резистора) и он имел очень неудобную схему регулировки нуля сдвига (для которой также требовалось иметь три внешних компонента). И наконец, дифференциальное и синфазное входное напряжение было ограничено значением 5 В.

Видлар перешел из фирмы Fairchild в фирму National, где занялся разработкой ОУ типа LM301, который представлял собой улучшенный вариант ОУ с защитой против короткого замыкания и защелкивания и имел увеличенный диапазон входного напряжения, ограниченный значением 30 В. Однако Видлар не предусмотрел внутренней частотной коррекции, так как предпочел предоставить пользователю свободу в выборе средств и методов коррекции. Операционный усилитель типа 301 можно было скорректировать с помощью единственного конденсатора, но, в связи с тем что лишь один вывод был свободен, для регулировки нуля сдвига по-прежнему нужно было иметь три внешних компонента.

Тем временем фирма Fairchild приготовилась к ответному ходу в связи с появлением ОУ типа 301 (теперь — это всем известный ОУ типа 741). Новый ОУ обладал всеми преимуществами схемы типа 301, но инженеры фирмы Fairchild попытались осуществить внутреннюю частотную коррекцию, в результате высвободились два вывода и упростился процесс регулировки сдвига с помощью единственного внешнего потенциометра. Так как во многих практических случаях не требуется производить регулировку сдвига (в этом Видлар оказался прав), то для ОУ типа 741 в нормальных условиях эксплуатации не нужны другие компоненты, кроме тех, которые используются в цепи ОС. Все остальное уже стало достоянием истории - ОУ типа 741 распространился с быстротой цепной реакции и превратился в стандартную схему.

В настоящее время известно немало операционных усилителей типа 741; они похожи по конструкции и характеристикам, но имеют и специфические черты: входы на полевых транзисторах, сдвоенные и строенные схемы, схемы с улучшенными характеристиками, скорректированные и нескорректированные схемы и т. д. Ниже приводится краткий перечень ОУ этого типа, который можно использовать для справок и который характеризует человеческий инстинкт идти в ногу со временем (более полный перечень приведен в табл. 4.1).

Одинарные схемы

74IS быстродействующий (10 В/мкс)

МС741 с низким уровнем шумов

ОР-02 прецизионный ОУ

4132 микромощный (35 мкА)

LF13741 вход на полевых транзисторах, малый входной ток

748 нескорректированный

NE530 быстродействующий (25 В/мкс)

TL081 вход на полевых транзисторах, быстродействующий (подобен LF351)

LF411 вход на полевых транзисторах, быстродействующий

Счетверенные схемы

МС4741 четыре ОУ типа 741 (аналог — ОУ типа 348)

ОР-11 прецизионный ОУ

4136 быстродействующий (3 МГц)

НА4605 быстродействующий (4 В/мкс)

TL084 вход на полевых транзисторах, быстродействующий (подобен LF347)

Сдвоенные схемы

747 сдвоенный ОУ 741

ОР-04 прецизионный ОУ

1458 в корпусе мини-DTP с двухрядным расположением выводов

4558 быстродействующий (15 В/мкс)

TL082 вход на полевых транзисторах, быстродействующий (подобен LF353)

LF412 вход на полевых транзисторах, быстродействующий

* * *

4.13. Микромощные и программируемые ОУ

В системах, где в качестве источников питания используются батареи, широкое распространение получили так называемые «программируемые ОУ». Их называют так потому, что установка значений всех внутренних рабочих токов выполняется с помощью внешнего тока, подаваемого на контакт, предназначенный для программирования смещения. Внутренние токи покоя увязываются с этим током смещения с помощью токовых зеркал, которым разработчики отдают предпочтение перед внутренними источниками токов, задаваемых с помощью резисторов. В результате подобные усилители можно программировать таким образом, чтобы они работали в широком диапазоне питающих токов — обычно от нескольких микроампер до нескольких миллиампер. Такие параметры, как скорость нарастания, произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания f ср и входной ток смещения, пропорциональны программирующему току. Для систем, использующих батареи в качестве источников питания, особенно полезны программируемые ОУ, работающие с токами порядка нескольких микроампер. Более подробно мы рассмотрим разработку микромощных схем в гл. 14.

Операционный усилитель типа 4250 был первым программируемым ОУ, и до сих пор его с успехом применяют во многих системах. Он был разработан фирмой Union Carbide, а сейчас его производят и многие другие фирмы, причем выпускают не только одинарные, но также сдвоенные и строенные схемы (8022 и 8023 соответственно). Для того чтобы представить себе, какие характеристики можно получить при малых питающих токах, рассмотрим в качестве примера ОУ типа 4250, который работает с током 10 мкА. Для того чтобы получить такой ток, нужно с помощью внешнего резистора подать ток смещения, равный 1,5 мкА. Тогда f ср будет составлять 75 кГц, скорость нарастания будет равна 0,05 В/мкс, а входной ток смещения I см равен 3 нА. При малых рабочих токах способность усилителя к возбуждению последующих каскадов резко уменьшается, а выходное сопротивление при разомкнутой цепи ОС заметно увеличивается и в нашем случае достигает 3,5 кОм. При малых рабочих токах шумовое входное напряжение увеличивается, а шумовой входной ток уменьшается (см. гл. 7). В технических данных на ОУ типа 4250 указано, что минимальное питающее напряжение для этого усилителя должно составлять 1 В, однако в реальных схемах возможны отклонения от заданного минимума, особенно если усилитель должен обеспечивать большой размах выходного сигнала или обладать способностью к возбуждению последующего каскада.

Операционный усилитель типа 776 (или 3476) представляет собой усовершенствованный ОУ типа 4250. Он обладает лучшими выходными характеристиками при малых токах. Операционный усилитель типа 346 — это хороший программируемый ОУ, объединяющий в одном кристалле четыре усилителя. Три секции этого ОУ программируются с помощью одного входа, а четвертая — с помощью другого. В некоторых программируемых ОУ использованы обычные биполярные транзисторы, например схемы типа ОР-22, ОР-32, НА2725 и СА3078. К программируемым ОУ на КМОП-транзисторax относятся схемы типа ICL612, TLC251, МС14573 и СА3440. Эти схемы проявляют свои возможности при очень небольшом питающем напряжении (до 1 В для TLC251), а для выдающейся схемы типа 3440-при токах затухания до 20 нА.

Схемы типа 7612 и 251 используют видоизмененную схему обычного программируемого ОУ; программируемый вход подключается к U + или U_, или остается неподключенным, в зависимости от этого ток затухания будет иметь ту или иную величину (10 мкА, 100 мкА или 1 мА).

Помимо рассмотренных выше операционных усилителей существуют также непрограммируемые усилители, предназначенные для работы с небольшими токами питания и небольшими напряжениями, следовательно, их также нужно отнести к микромощным. Среди них следует выделить ОУ типа LM10, для которого полный диапазон питающего напряжения составляет 1 В (например, ± 0,5 В). Эта характеристика заслуживает особого внимания, так как напряжение U бэ увеличивается при понижении температуры, и при температуре — 55 °C оно близко к величине 1 В, определяющей нижний предел рабочего диапазона LM10. Среди других микромощных ОУ заслуживают внимания следующие схемы (и их рабочие токи): прецизионные ОУ типа ОР-20 (40 мкА), ОР-90 (12 мкА) и LT1006 (90 мкА), недорогой ОУ типа LP324, объединяющий в одном кристалле 4 усилителя (20 мкА на каждый усилитель), ОУ на основе полевых транзисторов с p-n-переходом типа LF441/2/4 (150 мкА на каждый усилитель) и ОУ на основе полевых МОП-транзисторов типа TLC27L4 (10 мкА на каждый усилитель).

 

Подробный анализ работы некоторых схем на ОУ

На работу представленных ниже схем существенно влияют присущие операционным усилителям ограничения; рассмотрим их более подробно, чем остальные схемы.

4.14. Логарифмический усилитель

В схеме, представленной на рис. 4.35, логарифмическая зависимость напряжения Uбэ от тока I к используется для получения выходного напряжения, пропорционального логарифму положительного входного напряжения. Благодаря потенциальному заземлению инвертирующего входа резистор R 1 преобразует напряжение U вх в ток. Этот ток протекает через транзистор Т1 и создает на его эмиттере потенциал, который, согласно уравнению Эберса-Молла, на величину падения напряжения Uбэ   ниже потенциала земли. Транзистор Т 2 , который работает при фиксированном токе и обеспечивает корректирующее напряжение, равное по величине падению напряжения на диоде, служит для температурной компенсации.

Рис. 4.35. Логарифмический преобразователь. Транзисторы Т 1  и Т 2   образуют монолитную согласованную пару.

Источник тока (роль которого может выполнять резистор, так как потенциал точки В отличается от потенциала земли на несколько десятых долей вольта) задает входной ток, служащий для установки выходного напряжения на нуль. Второй операционный усилитель является неинвертирующим, его коэффициент усиления по напряжению должен быть равен приблизительно 16, для того чтобы напряжение на выходе изменялось в отношении — 1,0 В на декаду входного тока (напомним, что напряжение U бэ  увеличивается в отношении 60 мВ на декаду коллекторного тока).

Еще несколько деталей: если базу транзистора Т 1 соединить с его коллектором, то базовый ток будет создавать ошибку (дело в том, что ток I к связан точной экспоненциальной зависимостью с напряжением Uбэ ). В этом схеме благодаря потенциальному заземлению напряжение на базе равно напряжению на коллекторе, однако базовый ток ошибку не создает. В качестве Т 1 и Т 2 следует использовать согласованную пару транзисторов (лучше всего взять согласованную монолитную пару типа LM394 или МАТ-01). Такая схема обеспечивает точную логарифмическую зависимость выходного напряжения от входного тока в пределах семи или более декад (приблизительно от 1 нА до 10 мА) при условии, что транзисторы имеют небольшие токи утечки, а ОУ — малый входной ток смещения. Операционный усилитель типа 741, в котором ток смещения равен 80 нА, для этой схемы не подходит; для получения линейной характеристики в пределах семи декад обычно используют ОУ с полевыми транзисторами на входах, например ОУ типа 411. Кроме того, для получения хорошей характеристики при малых входных токах входной ОУ следует точно настроить на нуль сдвига. Дело в том, что при токах, близких к нижнему предельному значению, напряжение U вх может составлять всего несколько десятков микровольт. Лучше всего применить в этой схеме источник тока на входе и вообще не использовать резистор R 1 .

Конденсатор С 1 служит для частотной стабилизации при включении обратной связи, так как усиление по напряжению в контуре ОС определяет транзистор Т 1 . Диод Д 1 предотвращает пробой и разрушение перехода база-эмиттер транзистора Т 1 в случае появления отрицательного напряжения на входе; это необходимо, так как транзистор Т 1 не обеспечивает цепь обратной связи при положительном выходном напряжении операционного усилителя. Обе эти проблемы можно устранить, если транзистор Т 1 включить как диод, т. е. соединить его базу с коллектором.

Температурная компенсация усиления.

Транзистор Т 2 компенсирует изменения падения напряжения U бэ в транзисторе Т 1 , связанные с изменением температуры окружающей среды, однако изменение наклона графика зависимости напряжения U бэ от тока I к не компенсируется. В разд. 2.10 мы установили, что зависимость «60 мВ/декада» пропорциональна абсолютной температуре. Выходное напряжение в нашей схеме иллюстрируется графиком, представленным на рис. 4.36.

Рис. 4.36.

Идеальная компенсация обеспечивается в том случае, когда входной ток равен I 0 — коллекторному току транзистора Т 2 . Изменение температуры на 30 °C вызывает изменение угла наклона графика на 10 % и сопровождается появлением соответствующей ошибки в выходном напряжении. Единственный выход из положения состоит в том, чтобы заменить резистор R 2 последовательным соединением обычного резистора и резистора с положительным температурным коэффициентом. Зная температурный коэффициент резистора (например, температурный коэффициент резистора типа TG1/8 фирмы Texas Instruments равен +0,67 %/°С), можно определить сопротивление обычного резистора, который при последовательном соединении обеспечит идеальную компенсацию. Например, к только что упомянутому резистору типа TG1/8 с сопротивлением 2,7 кОм следует последовательно подключить резистор с сопротивлением 2,4 кОм.

Промышленность выпускает несколько интегральных логарифмических преобразователей. Они обладают очень хорошими характеристиками и имеют внутреннюю температурную компенсацию. Среди фирм-изготовителей назовем Analog Devices, Burr-Brown, Philbrick, Intersil и National Semiconductor.

Упражнение 4.7. Дополните схему логарифмического преобразователя следующими элементами: а) внешним источником входного тока; б) цепью температурной компенсации с использованием резистора типа TG1/8 (с температурным коэффициентом, равным +0,67 %/°С). Подберите компоненты таким образом, чтобы относительное изменение выходного напряжения составляло U вых = +1 В на декаду. Предусмотрите возможность управления выходным сдвигом, которая позволяла бы при любом входном токе устанавливать нулевое значение для  U вых (путем смещения инвертирующего усилителя, а не за счет регулировки тока I o ).

4.15. Активный пиковый детектор

Во многих практических случаях требуется определить пиковое значение входного колебания. В простейшем случае для этой цели можно использовать диод и конденсатор (рис. 4.37).

Рис. 4.37.

Наибольшее значение входного колебания заряжает конденсатор, который сохраняет заряд до тех пор, пока диод смещен в обратном направлении. Этот метод имеет серьезные недостатки. Входной импеданс является переменной величиной, и в момент пиков входного колебания он очень мал. Кроме того, из-за падения напряжения на диоде эта схема нечувствительна к пикам, меньшим 0,6 В, а для больших пиков она дает ошибку (на величину падения напряжения на диоде). Более того, падение напряжения на диоде зависит от температуры и протекающего через диод тока, а это значит, что погрешность схемы зависит от температуры окружающей среды и скорости изменения выходного напряжения; напомним, что I = C(dU/dt). Использование на входе эмиттерного повторителя позволяет избавиться только от первого из перечисленных недостатков. На рис. 4.38 показана улучшенная схема, в которой используется обратная связь.

Рис. 4.38. Пиковый детектор на основе ОУ.

Если напряжение обратной связи снимать с конденсатора, то падение напряжения на диоде не создаст никаких проблем. На рис. 4.39 представлен возможный вид выходного колебания.

Рис. 4.39.

Ограничения, присущие операционному усилителю, сказываются на этой схеме двояко: а) Конечная скорость нарастания ОУ порождает проблемы даже для относительно медленно меняющихся входных сигналов. Для большей ясности отметим, что выход ОУ попадает в отрицательное насыщение, когда вход усилителя имеет менее положительный потенциал, чем выход (постарайтесь изобразить напряжение ОУ в виде графика; не забудьте о прямом падении напряжения на диоде). Итак, выход ОУ должен стремиться к величине выходного напряжения (плюс падение напряжения на диоде) тогда, когда входной сигнал начинает превышать уровень выходного. При скорости нарастания S это можно грубо описать выражением (U вых — U_ )/S, где U_ — отрицательное напряжение питания, U вых - выходное напряжение, б) Входной ток смещения вызывает медленный разряд конденсатора (или его заряд в зависимости от знака смещения). Это явление называют иногда «утечкой заряда» и для того, чтобы избежать его, лучше всего использовать ОУ с очень малым током смещения. По той же причине и диод следует подбирать таким образом, чтобы он имел малую утечку (например, можно использовать диод типа FJT1100, обратный ток которого не превышает 1 пА при напряжении 20 В, или «полевой диод» типа PAD-1 фирмы Siliconix или типа ID101 фирмы Intersil); выходные каскады ОУ должны иметь больший импеданс (лучше всего использовать ОУ на полевых транзисторах или ОУ со входами на полевых транзисторах, в) Максимальный выходной ток ОУ ограничивает скорость изменения напряжения на конденсаторе, иначе говоря, скорость, с которой сигнал на выходе отслеживает изменение сигнала на входе. Поэтому при выборе конденсатора приходится идти на компромисс между скоростью утечки заряда и скоростью нарастания выходного напряжения.

Пусть, например, в этой схеме использован ОУ типа 741 (такой выбор нельзя назвать удачным из-за большого тока смещения, который имеет этот усилитель), тогда конденсатор емкостью 1 мкФ будет иметь утечку заряда dU/dt = I см /С = 0,08 В/с, а возможная скорость изменения напряжения на выходе составит всего dU/dt = I вых /С = 0,02 В/мкс. Эта максимальная скорость значительно меньше, чем скорость нарастания ОУ, равная 0,5 В/мкс, так как она ограничена максимальным выходным током, равным 20 мА, который заряжает конденсатор емкостью 1 мкФ. Если уменьшить емкость, то можно получить большую скорость нарастания на выходе за счет большой утечки заряда. С практической точки зрения в качестве входного усилителя мощности и выходного повторителя гораздо лучше выбрать ОУ типа LF355 со входами на полевых транзисторах (ток смещения равен 30 пА, выходной ток — 20 мА) и взять конденсатор, имеющий емкость С = 0,01 мкФ. При таком сочетании компонентов утечка будет составлять всего 0,006 В/с, а скорость нарастания для схемы в целом будет равна 2 В/мкс. Еще лучше характеристики получатся, если взять ОУ на полевых транзисторах типа ОРА111 или AD549, для которых входной ток не превышает 1 пА. Характеристики схемы может ухудшить утечка самого конденсатора, даже если используются очень высококачественные конденсаторы, например полистироловые или поликарбонатные (см. разд. 7.05).

Схемные средства устранения влияния утечки диода. Очень часто разумно построенная схема помогает разрешить проблемы, создаваемые отклонениями схемных компонентов от идеальных. Такой способ преодоления трудностей, с одной стороны, доставляет удовольствие разработчику, а с другой — дает экономический эффект. Рассмотрим здесь некоторые примеры (этим вопросам посвящена гл. 7).

Допустим, нам нужен высококачественный пиковый детектор, обладающий максимальным отношением скорости нарастания на выходе схемы к спаду вершины импульса. Если в схеме пикового детектора использованы ОУ с самыми малыми входными токами (в некоторых ОУ ток смещения равен всего 0,01 пА), то спад вершины импульса будет определяться утечкой диода, так как токи утечки самых хороших диодов (см. табл. 1.1) превышают столь малые токи смещения ОУ. На рис. 4.40 показана разумно составленная схема.

Рис. 4.40.

Как и прежде, напряжение на конденсаторе повторяет входное колебание на интервале его увеличения: интегральная схема ИС 1 заряжает конденсатор через оба диода, а выходное напряжение схемы ИС 2 не оказывает на этот процесс никакого влияния. Когда значение входного напряжения становится меньше пикового, ИС1 переходит в режим насыщения, а ИС 2 поддерживает напряжение в точке X равным напряжению на конденсаторе и полностью устраняет утечку в диоде Д 2 . Небольшой ток утечки диода Д 1 протекает через резистор R 1 и создает на нем пренебрежимо малое падение напряжения. Безусловно, оба ОУ должны иметь очень малые токи смещения. Неплохо остановить свой выбор на ОУ типа ОРА111В, в котором высокая точность (Uсм = 250 мкВ, максимальное значение) сочетается с небольшим входным током (1 пА, максимальное значение). Эта схема является аналогом схемы защиты, используемой для высокоомных или малосигнальных измерений. Отметим, что входные ОУ в рассмотренных схемах пиковых детекторов большую часть времени находятся в режиме отрицательного насыщения и выходят из него, только при условии, что уровень сигнала на входе превысил пиковое напряжение, сохраненное конденсатором. Однако, судя по схеме активного выпрямителя (разд. 4.10), выход из насыщения может занять существенное время (например, для схемы типа LF411 он составляет 1–2 мкс). В связи с этим может получиться так, что круг ваших интересов будет ограничен только операционными усилителями с высокой скоростью нарастания.

Сброс пикового детектора. На практике обычно желательно тем или иным способом производить сброс выхода пикового детектора. Один из способов состоит в подключении к выходу схемы резистора, благодаря которому напряжение на выходе затухает с постоянной времени RC. При этом схема «запоминает» только последние пиковые значения. Более совершенный способ состоит в подключении к конденсатору С транзисторного переключателя; выход схемы сбрасывается в нуль за счет поданного на базу короткого импульса. Как показано на рис. 4.38 к конденсатору можно подключить n-канальный полевой МОП-транзистор; в тот момент, когда потенциал затвора становится положительным, конденсатор сбрасывается в нуль.

4.16. Выборка-запоминание

Схеме детекторного повторителя близка схема выборки-запоминания. Эти схемы широко распространены в цифровых системах, где требуется осуществлять преобразование аналоговых напряжений в цифровые значения, с которыми работает компьютер. Чаще всего производится захват и фиксация напряжения (напряжений), само же преобразование выполняется в дальнейшем. Основными компонентами схемы выборки-запоминания являются операционный усилитель и переключатель на полевом транзисторе; суть схемы поясняет рис. 4.41, а).

ИС 1 — это повторитель, предназначенный для формирования низкоомного отображения входного сигнала. Транзистор Т 1  пропускает сигнал во время «выборки» и блокирует его прохождение в момент «запоминания». Конденсатор С запоминает сигнал таким, как он был в момент выключения транзистора Т 1 . ИС 2 — это повторитель с большим входным импедансом (со входами на полевых транзисторах), благодаря чему минимизируется ток через конденсатор во время «запоминания».

Величина С выбирается, исходя из компромисса: ток утечки в Т 1 и повторителе вызывает спад напряжения на конденсаторе С во время запоминания в соответствии с выражением dU/dt = I утечки /С. В связи с этим для минимизации спада конденсатор С должен быть большим. Однако, сопротивление транзистора Т 1 во включенном состоянии образует в сочетании с конденсатором С фильтр низких частот. В связи с этим конденсатор С должен быть небольшим, тогда высокочастотные сигналы не будут искажаться. ИС 1 должна обеспечивать ток заряда конденсатора C — I = CdU/dt и должна обладать достаточной скоростью нарастания для повторения входного сигнала. На практике скорость нарастания всей схемы обычно ограничивается выходным током ИС 1 и сопротивлением транзистора Т 1 во включенном состоянии.

Упражнение 4.8. Допустим, что схема ИС1 дает выходной ток, равный 10 мА; С = 0,01 мкФ. При какой максимальной скорости нарастания сигнала на входе схема может в точности повторять входной сигнал? Чему равна выходная ошибка, если сопротивление транзистора Т1 во включенном состоянии составляет 50 Ом, а входной сигнал нарастает со скоростью 0,1 В/мкс? Чему равна скорость спада в состоянии «запоминания», если ток утечки транзистора Т1 и ИС2 составляет 1 нА?

Как в схеме выборки-запоминания, так и в схеме пикового детектора ОУ управляет емкостной нагрузкой. При разработке подобных схем помните, что для них нужен ОУ, обладающий стабильностью при единичном коэффициенте усиления и емкостной нагрузке. Некоторые ОУ (например, типа LF355/6) предназначены специально для работы непосредственно на большую емкостную нагрузку (0,01 мкФ). Другие практические приемы мы обсудим в разд. 7.07 (см. рис. 7.17).

Разрабатывать схемы выборки-запоминания нет необходимости, т. к. промышленность выпускает прекрасные ИС, которые включают в себя все необходимые элементы за исключением конденсатора. Широко используется схема типа LF398 фирмы National; в недорогом корпусе с 8 выводами заключен переключатель на полевом транзисторе и два ОУ. Рис. 4.41, б), показывает, как воспользоваться этой схемой. Обратите внимание, что петля обратной связи охватывает оба ОУ.

Рис. 4.41. Схема выборки-запоминания. а — стандартная конфигурация, форма сигнала утрирована; б — интегральная схема LF398 — схема выборки-запоминания на одном кристалле.

Существует множество интегральных схем выборки-запоминания, обладающих характеристиками, лучшими, чем у LF398; например, схема типа AD585 фирмы Analog Devices включает в себя внутренний конденсатор и гарантирует максимальное время захвата 3 мкс при точности 0,01 % для сигнала в виде ступени величиной 10 В.

* * *

ДИЭЛЕКТРИЧЕСКОЕ ПОГЛОЩЕНИЕ

Конденсаторам присущи недостатки. Прежде всего это — утечка (параллельное сопротивление), последевательное сопротивление и индуктивность, ненулевой температурный коэффициент. Реже вспоминают про диэлектрическое поглощение — явление, которое очень ярко проявляет себя в следующей ситуации: возьмем большой танталовый конденсатор, заряженный до напряжения 10 В и быстро его разрядим, подключив к его выводам резистор 100 Ом. Удалим резистор и понаблюдаем за напряжением на конденсаторе с помощью вольтметра с большим импедансом. Представьте себе, что напряжение на конденсаторе будет восстанавливаться , и за несколько секунд достигнет величины примерно 1 В.

Явление диэлектрического поглощения (диэлектрической памяти ) недостаточно изучено, полагают, что оно связано с остаточной поляризацией диэлектрического вещества; особенно плохим в этом отношении является такой диэлектрик, как слюда с присущей ей слоистой структурой. С точки зрения схемы добавочная поляризация проявляет себя так, как если бы к выводам конденсатора подключили ряд последовательных ЯС-цепочек (рис. 4.42, а ) с постоянными времени в диапазоне от ~= 100 мкс до нескольких секунд. По свойству диэлектрического поглощения диэлектрики существенно отличаются друг от друга; графики на рис. 4.42, б , отражают зависимость сохраняемого напряжения от времени для нескольких высококачественных диэлектриков после воздействия на них сигнала в виде ступени с амплитудой 10 В и длительностью 100 мкс.

Диэлектрическое поглощение может порождать серьезные ошибки в интеграторах и других аналоговых схемах, которые рассчитаны на идеальные характеристики конденсаторов. Если, например, к схеме выборки-запоминания подключена схема аналого-цифрового преобразования, то диэлектрическое поглощение может привести к ужасающим результатам. В подобных случаях конденсаторы нужно выбирать как можно тщательней (с этой точки зрения наилучшим диэлектриком является тефлон), лишний раз подвергая свой выбор сомнению. В особых случаях можно прибегнуть и к компенсационным схемам, в которых влияние диэлектрического поглощения конденсатора электрически устраняют с помощью тщательно настроенных RС-цепочек. Такой подход используется в некоторых высококачественных модулях выборки-запоминания, производимых фирмой Hybrid Systems.

Рис. 4.42. Диэлектрическое поглощение в кондесаторах. а — модель, б — зафиксированные изменения для некоторых диэлектриков (по фирменной документации Hybrid Systems HS9716).

4.17. Активный ограничитель

На рис. 4.43 показан активный ограничитель, который представляет собой один из вариантов схемы, рассмотренной в гл. 1.

Рис. 4.43.

Для показанных на схеме величин компонентов напряжение на входе, отвечающее условию Uвх < +10 В, приводит выход ОУ в состояние насыщения, и выполняется условие U вых = U вх . Когда напряжение U вх превышает 10 В, диод замыкает цепь обратной связи и фиксирует на выходе значение 10 В. В этой схеме конечная скорость нарастания ОУ является причиной появления небольших искажений (выбросов) в выходном сигнале, которые возникают в тот момент, когда входное напряжение в процессе нарастания достигает значения напряжения фиксации (рис. 4.44).

Рис. 4.44.

4.18. Схема выделения модуля абсолютного значения сигнала

Схема, показанная на рис. 4.45, позволяет получать на выходе положительное напряжение, равное абсолютной величине входного сигнала; она представляет собой двухполупериодный выпрямитель. Как обычно, операционные усилители с цепью обратной связи устраняют влияние падений напряжения на диодах, характерное для пассивного выпрямителя.

Рис. 4.45. Активный двухполупериодный выпрямитель.

Упражнение 4.9. Объясните, как работает схема, показанная на рис. 4.45. Подсказка: сначала на вход нужно подать положительное напряжение и посмотреть, что будет, а затем — отрицательное напряжение.

На рис. 4.46 показана еще одна схема определения абсолютного значения. Она представляет собой сочетание вспомогательного инвертора (ИС 1 ) и активного ограничителя (ИС 2 ). При положительных уровнях входного напряжения ограничитель не влияет на работу схемы, его выход находится в насыщении, и в результате ИСХ работает как инвертор с единичным коэффициентом усиления. Таким образом, выходное напряжение по абсолютному значению равно входному. При отрицательных уровнях входного напряжения ограничитель поддерживает в точке X напряжение, равное потенциалу земли, и при этом ИС 1 работает как инвертор с единичным коэффициентом усиления. Таким образом, выходное напряжение равно абсолютной величине входного напряжения. Если ИС 2 запитывается от единственного источника положительного напряжения, то отпадают проблемы, связанные с конечной скоростью нарастания, так как напряжение на выходе ограничителя изменяется лишь в пределах падения напряжения на диоде. Отметим, что от резистора R 3 высокая точность не требуется.

Рис. 4.46.

4.19. Интеграторы

На основе операционных усилителей можно строить почти идеальные интеграторы, на которые не распространяется ограничение U вых << U вх . На рис. 4.47 показана такая схема.

Рис. 4.47. Интегратор.

Входной ток U вх /R протекает через конденсатор С. В связи с тем что инвертирующий вход имеет потенциальное заземление, выходное напряжение определяется следующим образом:

U вх /R = — C(dU вх /dt) или U вых = (1/RC) U вх dt + const

Безусловно, входным сигналом может быть и ток, в этом случае резистор R не нужен. Представленной здесь схеме присущ один недостаток, связанный с тем, что выходное напряжение имеет тенденцию к дрейфу, обусловленному сдвигами ОУ и током смещения (обратной связи по постоянному току, которая нарушает правило 3 из разд. 4.08, здесь нет). Это нежелательное явление можно ослабить, если использовать ОУ на полевых транзисторах, отрегулировать входное напряжение сдвига ОУ и выбрать большие величины для R и С. Кроме того, на практике часто прибегают к периодическому сбросу в нуль интегратора с помощью подключенного к конденсатору переключателя (обычно на полевом транзисторе), поэтому играет роль только кратковременный дрейф. В качестве примера рассмотрим интегратор, в котором использован ОУ на полевых транзисторах типа LF411 (ток смещения составляет 25 пА), настроенный на нуль (напряжение сдвига составляет не более 0,2 мВ).

Резистор и конденсатор выбраны так: R = 10 МОм и С = 10 мкФ; для такой схемы дрейф не превышает 0,005 В за 1000 с. Если остаточный дрейф по-прежнему слишком велик для конкретного случая использования интегратора, то к конденсатору С следует подключить большой резистор R 2 , который обеспечит стабильное смещение за счет обратной связи по постоянному току. Такое подключение приведет к ослаблению интегрирующих свойств на очень низкой частоте: f < 1/R 2 С . На рис. 4.48 показаны интеграторы, в которых использованы переключатели для сброса на полевых транзисторах и резистор стабилизации смещения.

Рис. 4.48. Интеграторы на основе ОУ с переключателями для сброса.

В схемах такого типа может потребоваться резистор обратной связи с очень большим сопротивлением. На рис. 4.49 показан прием, с помощью которого большое эффективное значение сопротивления обратной связи создается за счет резисторов с относительно небольшими сопротивлениями.

Рис. 4.49.

Представленная цепь обратной связи работает как один резистор с сопротивлением 10 МОм в стандартной схеме инвертирующего усилителя с коэффициентом усиления по напряжению, равным — 100. Достоинство этой схемы состоит в том, что она позволяет использовать удобные сопротивления резисторов и не создает опасности из-за влияния паразитной емкости, которую всегда нужно учитывать при работе с большими резисторами. Отметим, что в схеме идеального преобразователя тока в напряжение (разд. 4.09) описанный выше прием может привести к увеличению эффективного входного напряжения сдвига.

Например, если схема, показанная на рис. 4.49, подключена к источнику с большим импедансом (скажем, на вход поступает ток от фотодиода и входной резистор опущен), то выходной сдвиг будет в 100 раз превышать U сдв . Если в той же схеме есть резистор обратной связи величиной 10 МОм, то выходное напряжение равно U сдв (сдвигом, обусловленным входным током, можно пренебречь).

Схемная компенсация утечки полевого транзистора. Рассмотрим интегратор с переключателем на полевом транзисторе (рис. 4.48). Ток утечки перехода сток-исток протекает через суммирующий переход даже в том случае, когда полевой транзистор находится в состоянии ВЫКЛ. Эта ошибка может быть преобладающей в интеграторе в случае использования операционного усилителя с очень малым входным током и конденсатора с небольшой утечкой. Например, превосходный «электрометрический» ОУ типа AD549 со входами на полевых транзисторах обладает входным током величиной 0,06 пА (максимум), а высококачественный металлизированный тефлоновый или полистироловый конденсатор емкостью 0,01 мкФ обладает сопротивлением утечки величиной 107 МОм (минимум). При таких условиях интегратор, без учета схемы сброса, поддерживает на суммирующем переходе прямой ток величиной ниже 1 пА (для худшего случая, когда выходной сигнал составляет 10 В двойной амплитуды), что соответствует величине изменения dU/dt на выходе, равной 0,01 мВ/с. Для сравнения посмотрите, чему равна утечка такого популярного МОП-транзистора, как например 2N4351 (в режиме обогащения). При U ист_сток = 10 В и U затв_ист = 0 В максимальный ток утечки равен 10 нА. Иными словами, утечка полевого транзистора в 10000 раз больше, чем утечка всех остальных элементов, взятых вместе.

На рис. 4.50 показано интересное схемное решение.

Рис. 4.50.

Оба n-канальных МОП-транзистора переключаются вместе, однако транзистор Т 1 переключается тогда, когда напряжение на затворе равно нулю и +15 В, при этом в состоянии ВЫКЛ (напряжение на затворе равно нулю) утечка затвора (а также утечка перехода сток-исток) полностью исключается. В состоянии ВКЛ конденсатор, как и прежде, разряжается, но при удвоенном R вкл . В состоянии ВЫКЛ небольшой ток утечки транзистора Т 2 через резистор R 2 стекает на землю, создавая пренебрежимо малое падение напряжения. Через суммирующий переход ток утечки не протекает, так как к истоку, стоку и, подложке транзистора Т 1 приложено одно и тоже напряжение. Сравните эту схему со схемой пикового детектора с нулевой утечкой, приведенной на рис. 4.40.

4.20. Дифференциаторы

Дифференциаторы подобны интеграторам, в них только меняются местами резистор R и конденсатор С (рис. 4.51).

Рис. 4.51.

Инвертирующий вход ОУ заземлен, поэтому изменение входного напряжения с некоторой скоростью вызывает появление тока I = C(dU вх /dt), а следовательно, и выходного напряжения Uвх = — RC(dU вх /dt). Дифференциаторы имеют стабилизированное смещение, неприятности создают обычно шумы и нестабильность работы на высоких частотах, что связано с большим усилением ОУ и внутренними фазовыми сдвигами. В связи с этим следует ослаблять дифференцирующие свойства схемы на некоторой максимальной частоте. Обычно для этого используют метод, который показан на рис. 4.52.

Рис. 4.52.

Компоненты R 1 и С 2 , с помощью которых создается спад, выбирают с учетом уровня шума и ширины полосы пропускания ОУ. На высоких частотах благодаря резистору R 1 и конденсатору С2 схема начинает работать как интегратор.

 

Работа ОУ с одним источником питания

Для работы операционного усилителя не требуется иметь стабилизированные источники питания +15 В. Можно использовать расщепленные источники более низкого напряжения или несимметричные источники (например, +12 В и -3 В), которые обеспечивают полный диапазон напряжения питания (U + —U_ ), согласно спецификации ОУ (см. табл. 4.1). Часто подходящими оказываются нестабилизированные источники напряжения, так как благодаря отрицательной обратной связи обеспечивается высокое значение коэффициента ослабления влияния напряжения источника питания (для ОУ типа 411 типичным является значение 90 дБ). Во многих случаях бывает удобно, чтобы ОУ работал от одного источника питания, например +12 В. Это можно делать и с обычным ОУ, создав «искусственное опорное напряжение» относительно земли, если позаботиться об обеспечении минимально необходимого питания, обеспечивающего диапазоны выходного и входного синфазного напряжения. В некоторых современных операционных усилителях во входной и выходной диапазоны входит и напряжение отрицательного источника (т. е. потенциал земли при работе с одним источником питания). Для таких ОУ возможность работы с одним источником особенно заманчива благодаря простоте. Однако имейте в виду, что наиболее распространено использование расщепленных симметричных источников питания.

4.21. Смещение усилителей переменного тока, использующих один источник питания.

Для операционных усилителей общего назначения типа 411 размах напряжения на входах и на выходе обычно меньше диапазона напряжения питания (по абсолютной величине) на 1,5 В. Если вывод U_ соединить не с источником напряжения, а с землей, то ни на входе, ни на выходе напряжение не будет равно потенциалу земли. Если же создать опорное напряжение (равное, например, 0,5U+ ), то с его помощью можно сместить ОУ, и он будет работать так, как требуется (рис. 4.53). Эта схема представляет собой усилитель звуковых частот с усилением 40 дБ. Опорное напряжение U оп = 0,5U + обеспечивает полный размах выходного напряжения, равный приблизительно 17 В от пика до пика (около 6 В эфф.) без среза вершин сигнала. Конденсаторы на входе и выходе блокируют уровень напряжения постоянного тока, равный U оп .

Рис. 4.53.

4.22. Операционные усилители с одним источником питания.

Существует такой класс операционных усилителей, который допускает работу с одним источником положительного напряжения питания. Это связано с тем, что входные напряжения могут изменяться вплоть до предельного отрицательного значения (обычно привязанного к потенциалу земли). В этом классе в свою очередь можно выделить два типа в зависимости от возможностей выходного каскада: в усилителях первого типа размах выходного напряжения ограничен снизу значением U_, в усилителях второго типа — двумя значениями напряжения питания:

1. Операционный усилитель типа LM324 (четыре ОУ в одной ИС)/LМ358 (два ОУ в одной ИС), LT1013 и TLC270. Для этих схем нижний предел диапазона входного синфазного сигнала на 0,3 В ниже, чем U_, а размах выходного напряжения ограничен снизу значением напряжения U_. Как на входах, так и на выходе предельное значение напряжения на 1,5 В меньше, чем напряжение U + . Если требуется, чтобы входной диапазон был ограничен значением U + , то лучше использовать ОУ типа LM301/307, ОР-41 или 355; пример использования такого типа ОУ приведен в разд. 6.24, посвященном обсуждению источников постоянного тока. Для того, чтобы понять некоторые тонкости построения таких ОУ, полезно обратиться к принципиальной схеме (рис. 4.54).

Рис. 4.54. Принципиальная схема распространенных ОУ типа 324 и 358 (фирма National Semiconductor Corp.).

Она представляет собой дифференциальный усилитель; в качестве активной нагрузки входного каскада использовано токовое зеркало, выходной каскад является двухтактным и обеспечивает ограничение выходного тока. Запомните следующие основные моменты (напряжение U_будем называть землей):

Входы: использование на входе р-n-р-структуры приводит к тому, что размах напряжения ограничен снизу значением, которое на 0,3 В ниже потенциала земли; при превышении этого предела на любом из входов состояние выхода становится непредсказуемым (например, напряжение на выходе может стать отрицательным).

Выход: транзистор Т13 работает при низком выходном напряжении и может принять большой втекающий ток, однако он способен удержать выходное напряжение только на уровне падения напряжения на диоде относительно земли. Более низкие напряжения обеспечивает приемник тока на 50 мкА; это означает, что при низких уровнях выхода (близких к 0 В) нельзя использовать нагрузку, через которую в схему пойдет ток, больший 50 мкА, в противном случае напряжение на выходе не сможет приблизиться к потенциалу земли более чем на величину падения напряжения на диоде. Даже при использовании «хорошей» нагрузки (например, в виде разомкнутой цепи) приемник тока не может приблизить выходное напряжение к потенциалу земли более чем на величину напряжения насыщения (0,1 В). Если надо, чтобы выходное напряжение было в точности равно потенциалу земли, то нагрузка должна отбирать небольшой ток; это может быть, например, заземленный резистор. В последнее время к семейству операционных усилителей с одним источником питания со входами на транзисторах р-n-р-типа. добавились следующие схемы: прецизионные ОУ типа LT1006 и LT1014 (в одном корпусе один и четыре ОУ, соответственно), микромощные ОУ типа ОР-20 и ОР-90 (в обоих случаях в одном корпусе один ОУ), и LP324 (в одном корпусе четыре ОУ).

Примеры схем с этими операционными усилителями будут приведены после того, как мы рассмотрим еще один тип ОУ, работающий с одним источником питания.

2. Операционный усилитель типа LM10 (на биполярных транзисторах) или СА5130/5160 (на полевых МОП-транзисторах). В выходных каскадах этих ОУ используют комплементарные полевые транзисторы. Когда они полностью открыты, то их сопротивление, включенное между выходом и источником питания (U +  или U_) мало. Следовательно, размах выходного напряжения ограничен значениями напряжения источников питания. Кроме того, напряжение на входах может становиться ниже напряжения U_ на 0,5 В. В отличие от ОУ типа LM10, для ОУ типа СА5130 и 5160 полный диапазон питающего напряжения может составлять не более 16 В, а диапазон входного синфазного напряжения ограничен значениями ± 8 В. В большинстве операционных усилителей на КМОП-транзисторах размах выходного напряжения ограничен значениями питающих напряжений, однако нужно иметь в виду, что существуют такие семейства ОУ, в которых размах ограничен значением одного питающего напряжения. Отметим также, что входной диапазон большинства ОУ на КМОП-транзисторах, также как ОУ на биполярных транзисторах, включает по крайней мере одно значение напряжения питания.

Например, в популярной серии интегральных схем TLC27хх фирмы TI размах входного и выходного напряжения ограничен только отрицательным значением напряжения питания, в тоже время в ОУ типа LMC660 фирмы National, в серии схем типа ICL76xx фирмы Intersil и в ОУ на КМОП-транзисторах фирмы RCA выходной размах ограничен двумя значениями напряжения питания (правда, входной диапазон синфазного сигнала ограничен только отрицательным значением напряжения питания). Особое место среди ОУ занимают КМОП-операционные усилители типа ICL612 и AD1701/2, в которых и входной, и выходной диапазоны ограничены двумя значениями напряжения питания.

Пример: фотометр с одним источником питания. На рис. 4.55 показана типичная схема, в которой удобно использовать один источник питания.

Рис. 4.55. Фотометр с одним источником питания.

Подобную схему мы уже рассматривали выше, когда знакомились с преобразователями тока в напряжение. В связи с тем, что схему солнечной батареи можно с успехом использовать в портативных приборах для измерения светового потока, а также потому, что выходное напряжение может быть только положительным, само собой напрашивается желание использовать для этой схемы один источник питания в виде электрической батарейки. Резистор R 1 устанавливает размах выходного напряжения равным 5 В при входном фототоке величиной 0,5 мкА. В этой схеме нет необходимости регулировки напряжения смещения, так как неотрегулированное смещение величиной 10 мВ соответствует пренебрежимо малому показанию фотометра, величиной 0,2 % полного размаха шкалы. Интегральная схема типа TLC251 представляет собой недорогой микромощный (питающий ток равен 10 мкА) ОУ на КМОП-транзисторах, в котором размах входного и выходного напряжения ограничен отрицательным значением напряжения питания. Благодаря небольшому входному току (типичное значение — 1 пА при комнатной температуре), эта схема подходит для приложений, подобных описанному здесь, в которых используется слабый ток. Отметим, что при использовании биполярного ОУ схема будет лучше работать при низких уровнях света, если фотодиод подключить так, как показано на рис. 4.94, л.

Если вы имеете дело с операционными усилителями с одним источником питания, будьте внимательны к заявлениям о выходном размахе, ограниченном отрицательным значением напряжения питания (потенциалом земли). На самом деле существуют четыре типа выходных каскадов, выходной размах которых ограничен потенциалом земли, но все они обладают разными свойствами (рис. 4.56): (а) операционные усилители с КМОП-транзисторами на выходе на самом деле обеспечивают размах, ограниченный значениями питающих напряжений; такой каскад может дотянуть выходное напряжение до потенциала земли, даже если схема отбирает небольшой ток. В качестве примера назовем схемы типа ICL76xx, LMC660 и СА5160. (б) Аналогично ведут Обратная связь и операционные усилители 243 себя операционные усилители с транзистором с общим эмиттером n-р-n-типа, на который подан потенциал земли, т. е. выходное напряжение ограничено потенциалом земли, даже если отбирается ток. Примерами служат схемы типа LMIO, СА5422 и LT1013/14. Оба типа выходных каскадов могут, конечно, работать на разомкнутую схему или на нагрузку, которая отбирает ток на землю. (в) В некоторых ОУ, таких как 358 или 324, используется подключенный к «земле» повторитель р-n-р-типа, (размах которого ограничен потенциалом земли в пределах нескольких падений напряжения на диоде), соединенный параллельно со схемой на транзисторах n-р-n-типа, потребляющей ток (отбирающей ток на землю). В схеме типа 358 внутренний потребляемый ток установлен равным 50 мкА. В этой схеме размах выходного напряжения ограничен точно потенциалом земли при условии, что отбираемый из нагрузки ток не превышает 50 мкА. Если же нагрузка порождает больший ток, то выходной размах ограничен потенциалом земли в пределах падения напряжения на диоде.

Рис. 4.56. Выходные каскады, используемые в ОУ с одним источником питания.

Как и прежде, выходная схема этого типа успешно работает источником тока на заземленную нагрузку (как в примере с фотометром). (г) И наконец, в некоторых ОУ с одним источником питания (например, типа ОР-90) используется подключенный к «земле» повторитель р-n-р-типа без параллельного потребителя тока. Такой выходной каскад может иметь размах, ограниченный потенциалом земли только в том случае, если нагрузка «помогает», потребляя ток, т. е. подключена к земле. Если вы захотите использовать такой ОУ с нагрузкой, которая представляет собой источник тока, вам придется включить в схему внешний резистор, связанный с «землей» (рис. 4.57).

Рис. 4.57. Подключение нагрузки к ОУ с одним источником питания. Для всех вариантов схем с одним источником питания ( а - г ) размах выходного напряжения ограничен потенциалом земли, при условии, что схема является источником тока. Для некоторых вариантов схем ( а и б ) размах выходного напряжения ограничен потенциалом, близким к потенциалу земли, при этом схемы потребляют ток средней или значительной величины; схема в может потреблять ток величиной до 50 мкА, а для схемы г требуется нагрузочный резистор, соединенный с землей, тогда схема будет работать с напряжением, близким к потенциалу земли.

Предостережение: было бы неправильно считать, что выходной размах любого ОУ можно ограничить отрицательным значением напряжения питания, если подключить внешний потребитель тока. В большинстве случаев схема, управляющая выходным каскадом не допускает этого. Внимательно изучайте документацию на схему!

Пример: усилитель постоянного тока с одним источником питания. На рис. 4.58 показан типичный неинвертирующий усилитель с одним источником питания, предназначенный для усиления входного сигнала положительной полярности.

Рис. 4.58. Усилитель постоянного тока с одним источником питания.

Входное, выходное напряжение и положительное напряжение питания измеряются относительно потенциала земли, которая служит в качестве отрицательного напряжения питания для ОУ. Выходной «спускающий» резистор может потребоваться только в усилителях, отнесенных нами к первому типу, для обеспечения размаха, ограниченного потенциалом «земли»; эту функцию может выполнить цепь обратной связи или сама нагрузка. Важный момент: запомните, что выходное напряжение не может быть отрицательным; следовательно, этот усилитель нельзя использовать, скажем, для звуковых радиосигналов переменного тока. Операционные усилители с одним источником питания незаменимы в оборудовании, использующем питание от батареек. К этой теме мы еще обратимся в гл. 14.

 

Компараторы и триггер 

Шмитта

Очень часто бывает нужно установить, какой из двух сигналов больше, или определить, когда сигнал достигнет заданного значения. Например, при генерации треугольных колебаний через конденсатор пропускают положительный или отрицательный ток, полярность тока изменяют в тот момент, когда амплитуда достигает заданного пикового значения.

Другим примером служит цифровой вольтметр. Для того чтобы преобразовать напряжение в код, на один из входов компаратора подают неизвестное напряжение, а на другой — линейно-нарастающее напряжение (конденсатор + источник тока). Цифровой счетчик подсчитывает периоды генератора, пока линейно-нарастающее напряжение меньше, чем неизвестное; в момент равенства амплитуд производится считывание результата, полученного на счетчике. Результат пропорционален входному напряжению. Такое преобразование называют интегрированием с одним углом наклона; в более сложных приборах используют интегрирование с двумя углами наклона (см. разд. 9.21).

4.23. Компараторы

Простейшим компаратором является дифференциальный усилитель с большим коэффициентом усиления, построенный на основе транзисторов или операционных усилителей (рис. 4.59).

Рис. 4.59.

В зависимости от знака разности входных напряжений операционный усилитель оказывается в положительном или отрицательном насыщении. Коэффициент усиления по напряжению обычно превышает 100 000, поэтому, для того чтобы выход усилителя не насыщался, напряжение на входах должно быть равно долям милливольта. Хотя в качестве компаратора можно использовать (а часто и используют) обычный операционный усилитель, промышленность выпускает специальные интегральные схемы, предназначенные для использования в качестве компараторов. К ним относятся, например, интегральные схемы типа LM306, LM311, LM393, NE527 и TLC372. Эти кристаллы обладают очень высоким быстродействием и даже не принадлежат к семейству операционных усилителей. Например, для схемы типа NE521 скорость нарастания составляет несколько тысяч вольт в 1 мкс. Для компараторов обычно не используют термин «скорость нарастания», вместо этого говорят о задержке распространения относительно сигнала, заданного на вход.

Выходные каскады компараторов обычно обладают большей гибкостью в применениях, чем выходные каскады операционных усилителей. В обычном ОУ используют двухтактный выходной каскад, который обеспечивает размах напряжения в пределах между значениями напряжения питания (например, ± 13 В для ОУ типа 741, работающего от источников ± 15 В); в выходном каскаде компаратора эмиттер, как правило, бывает заземлен и выход снимается с «открытого коллектора». С помощью внешнего резистора «притяжения» (это название просто заимствовано из другой области), подключенного к источнику напряжения, можно сделать так, чтобы сигнал на выходе изменялся в пределах, скажем, от +15 В до потенциала земли. В дальнейшем вы увидите, что для логических схем точно определяются значения напряжений сигналов, с которыми они должны работать; описанная схема подошла бы для управления логическими схемами типа ТТЛ, получившими широкое распространение в цифровой электронике. Такая схема изображена на рис. 4.60.

Рис. 4.60.

Напряжение на выходе переключается с уровня +5 В на уровень потенциала земли, когда напряжение на входе становится отрицательным. Эта схема представляет собой пример использования компаратора для аналого-цифрового преобразования. Это первый для нас пример схемы с открытым коллектором; прочитав гл. 8-11, вы увидите, что такую конфигурацию очень часто используют в логических схемах. При желании можно представить, что внешний «притягивающий» резистор дополняет внутреннюю схему компаратора и выступает в качестве коллекторной нагрузки для выходного транзистора n-р-n-типа. В связи с тем что выходной транзистор работает как насыщенный или разомкнутый переключатель, строгих требований к величине сопротивления резистора не предъявляют — обычно сопротивление выбирают в диапазоне от нескольких сотен до нескольких тысяч ом; небольшие величины сопротивления обеспечивают большую скорость переключения и повышают помехоустойчивость, правда за счет увеличения рассеиваемой мощности. Между прочим, несмотря на то что компараторы очень похожи на операционные усилители, в них никогда не используют отрицательную обратную связь, так как она понижает стабильность работы этих устройств (см. разд. 4.32-4.34). В то же время положительную обратную связь используют часто, вы убедитесь в этом, прочитав следующий раздел.

Некоторые пояснения по компараторам. Запомните: а) в связи с тем что в схеме нет отрицательной обратной связи, она не подчиняется правилу I; напряжения на входах неодинаковы; б) отсутствие отрицательной обратной связи приводит к тому, что входной импеданс (импеданс для дифференциального сигнала) не стремится принять высокое значение, характерное для операционного усилителя. В результате при срабатывании переключателя наблюдается изменение нагрузки и изменение (небольшое) входного тока; если импеданс управляющей схемы очень велик, то могут возникнуть весьма странные явления; в) в некоторых компараторах размах дифференциального входного сигнала ограничен и составляет иногда всего ± 5 В. Внимательно изучайте спецификации на интегральные схемы! Свойства некоторых распространенных компараторов приведены в табл. 9.3 и обсуждаются в разд. 9.7.

4.24. Триггер Шмитта

Простейшая схема компаратора, представленная на рис. 4.60, имеет два недостатка. При медленно изменяющемся входном сигнале напряжение на выходе также может изменяться достаточно медленно. Более того, если во входном сигнале присутствует шум, то на выходе может происходить дребезг в те моменты, когда напряжение на входе проходит через точку переключения (рис. 4.61).

Рис. 4.61.

Оба недостатка позволяет устранить положительная обратная связь (рис. 4.62).

Рис. 4.62.

Резистор R 3 создает в схеме два порога срабатывания в зависимости от состояния выхода. Для приведенного примера нижний порог срабатывания определяется уровнем 4,76 В при условии, что напряжение на выходе равно потенциалу земли (высокий уровень на входе); когда напряжение на выходе равно +5 В, то порог определяется уровнем 5,0 В. Вероятность того, что шумовой сигнал на входе вызовет многократные переключения выхода, в данном случае меньше (рис. 4.63).

Рис. 4.63.

Кроме того, положительная обратная связь обеспечивает быстрое переключение выхода независимо от скорости изменения входного колебания. (Для того чтобы еще больше увеличить скорость переключения, к резистору R 3 часто подключают небольшой ускоряющий конденсатор емкостью 10-100 пФ.) Эта схема и называется триггером Шмитта. (При использовании операционного усилителя «притягивающий» резистор был бы не нужен.) Состояние выхода зависит как от входного напряжения, так и от недавней предыстории — это так называемый эффект гистерезиса. Его иллюстрирует представленный на рис. 4.64 график зависимости выходного напряжения от входного.

Рис. 4.64.

Для триггеров Шмитта с небольшим гистерезисом процедура разработки проста. Воспользуемся схемой, приведенной на рис. 4.62, б. Сначала выберем резистивный делитель (R 1 R 2 ), чтобы приблизительно установить правильное пороговое напряжение; если вы хотите, чтобы пороговое напряжение было близко к потенциалу земли, нужно воспользоваться одним резистором, который включен между неинвертирующим входом и землей. Далее, выберем резистор (положительной) обратной связи R 3 , который обеспечит требуемый гистерезис. Напомним, что гистерезис равен выходному размаху, ослабленному резистивным делителем, образованным резисторами R 3 и R 1 ||R 2 . И наконец, выберем выходной «притягивающий» резистор R 4 , достаточно небольшой величины для обеспечения полного размаха в пределах питающего напряжения, принимая во внимание нагружающий эффект резистора R 3 . Если вы хотите, чтобы пороговые напряжения были симметричны относительно потенциала земли, включите между неинвертирующим входом и источником отрицательного напряжения питания резистор смещения соответствующей величины. Резисторы можно подобрать так, чтобы выходной ток и импеданс находились в пределах требуемого диапазона.

Дискретная транзисторная схема триггера Шмитта . Для построения схемы триггера Шмитта можно также использовать обычные транзисторы (рис. 4.65).

Рис. 4.65.

Транзисторы T 1 и Т 2 имеют общий эмиттерный резистор. Важно, чтобы коллекторный резистор транзистора T 1 был больше, чем коллекторный резистор Т 2 . При выполнении этого условия пороговый уровень включения транзистора T 1 , который превышает напряжение на эмиттере на величину падения напряжения на диоде, уменьшается при включении транзистора T 1 , так как эмиттерный ток больше, если проводит транзистор Т 2 . Здесь, как и в рассмотренной выше интегральной схеме триггера Шмитта, наблюдается эффект гистерезиса для порогового напряжения триггера.

Упражнение 4.10. Разработайте триггер Шмитта на основе компаратора типа 311 (с открытым коллектором). Пороговые уровни должны быть равны +1,0 В и +1,5 В. К источнику напряжения +5 В подключите «притягивающий» резистор с сопротивлением 1,0 кОм. Для компаратора типа 311 используйте источники питания с напряжением +15 В.

 

Обратная связь и усилители с конечным усилением

В разд. 4.12 мы упомянули, что конечный коэффициент усиления операционного усилителя при разомкнутой цепи обратной связи ограничивает его возможности при использовании в схеме с обратной связью. В частности, коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи никогда не может стать больше, чем коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи, а по мере того как величина коэффициента усиления при разомкнутой цепи обратной связи приближается к величине коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи, усилитель все дальше отходит по своим характеристикам от идеального.

В этом разделе мы оценим количественные отклонения, и вы сможете заранее определять характеристики усилителя с обратной связью, состоящего из реальных (а не идеальных) компонентов. Это будет полезно и при разработке усилителей с обратной связью на основе только дискретных компонентов (транзисторов); для дискретных усилителей коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи обычно намного меньше, чем для операционного усилителя. Их выходной импеданс, например отличен от нуля. Однако если вы будете хорошо разбираться в принципах обратной связи, то это поможет вам получить требуемые характеристики в любой схеме.

4.25. Уравнение для коэффициента усиления

Рассмотрим усилитель, обладающий конечным коэффициентом усиления и охваченный петлей обратной связи, образующей неинвертирующий усилитель (рис. 4.66).

Рис. 4.66.

Коэффициент усиления усилителя при разомкнутой цепи обратной связи равен А, а благодаря обратной связи из входного напряжения вычитается часть выходного (BU вых ). В дальнейшем мы обобщим полученные результаты и распространим их и на токи, и на напряжения. Итак, на усилительный блок поступает напряжение, равное U вх — BU вых . Выходное напряжение больше входного в А раз: A (U вх — BU вых ) = U вых . Или U вых = [А/(1 + АВ)]U вх , и коэффициент усиления по напряжению при замкнутой цепи обратной связи U вых /U вх равен

K = А/(1 + АВ)

Принята следующая терминология: К — коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи, A — коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи, АВ — коэффициент передачи в петле обратной связи (петлевое усиление), 1 + АВ — глубина обратной связи для дифференциального сигнала, или коэффициент грубости схемы. Цепь обратной связи называют иногда β-цепью (что не имеет никакого отношения к коэффициенту β, т. е. h 21Э , транзистора).

4.26. Влияние обратной связи на работу усилителей

Рассмотрим, как влияет обратная связь на работу схемы. Действие обратной связи проявляется прежде всего в том, что можно заранее оценить усиление схемы и уменьшить искажения, а также в том, что изменяются входной и выходной импедансы.

Предварительная оценка усиления. Коэффициент усиления по напряжению равен А/(1 + АВ). Если считать величину коэффициента А бесконечно большой, то получим К = 1/В. Этот результат мы получили раньше, когда рассматривали неинвертирующий усилитель, в котором сигнал обратной связи подавался на инвертирующий вход с помощью делителя напряжения, подключенного к выходу (рис. 4.69).

Коэффициент усиления по напряжению при замкнутой цепи обратной связи представляет собой величину, обратную коэффициенту передачи делителя напряжения. В том случае когда коэффициент А ограничен, обратная связь все равно уменьшает влияние изменений А (происходящих под воздействием частоты, температуры, величины сигнала и т. п.). Допустим, например, что зависимость коэффициента А от частоты можно представить в виде графика, показанного на рис. 4.67.

Рис. 4.67.

Усилитель с такой характеристикой, без всякого сомнения, можно отнести к числу плохих (коэффициент усиления изменяется в 10 раз). Представим, что мы ввели обратную связь и В = 0,1 (подойдет простой делитель напряжения). Коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи изменяется от 1000/[1 + (1000·0,1)] или 9,9 до 10 000/[1 + (10 000·0,1)], или 9,99. В том же диапазоне частот изменение коэффициента усиления составляет всего 1 %. Если пользоваться терминологией, принятой в технике звуковых частот, то неравномерность характеристики усилителя без обратной связи в полосе частот составляет +10 дБ, а при наличии обратной связи неравномерность характеристики составляет всего ± 0,04 дБ. Если включить последовательно три таких каскада, то коэффициент усиления вновь будет равен 1000, а неравномерность остается почти такой же малой, как у одного каскада с обратной связью. Подобная задача (а именно необходимость получения плоской характеристики телефонного усилителя) привела к изобретению отрицательной обратной связи. Изобретатель Гарольд Блэк писал (журнал Electrical Engineering, 53, 114 (1934)): «Установлено, что если взять усилитель, коэффициент усиления которого больше, чем нужно, скажем на 40 дБ (10 000-кратный запас по мощности), а затем подключить к нему цепь обратной связи таким образом, чтобы погасить избыточное усиление, то оказывается, что постоянство усиления заметно улучшается, а линейность увеличивается».

Если взять производную от G по А (dG/dA), то нетрудно показать, что уменьшение относительных изменений коэффициента усиления при замыкании петли обратной связи определяется величиной коэффициента грубости: ΔК/К = [1/(1 + АВ)]ΔА/А. Следовательно, для получения хорошей характеристики необходимо, чтобы коэффициент петлевого усиления АВ был значительно больше единицы. Это равносильно условию, согласно которому коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи должен быть намного больше, чем коэффициент усиления при замкнутой петле обратной связи.

Увеличение стабильности сопровождается уменьшением нелинейности, которая определяется изменениями коэффициента усиления в зависимости от уровня сигнала.

Входной импеданс. При построении схемы с обратной связью из входного напряжения или тока вычитается некоторая часть, пропорциональная выходу (такую обратную связь называют соответственно последовательной или параллельной обратной связью). Например, в неинвертирующем ОУ часть выходного напряжения вычитается из дифференциального напряжения, действующего на входе, а в инвертирующем происходит вычитание части входного тока. В этих двух случаях обратная связь противоположным образом влияет на входной импеданс.

Обратная связь со сложением напряжения увеличивает входной импеданс при замкнутой петле обратной связи в (1 + АВ) раз (по сравнению с разомкнутой схемой), в то же время обратная связь со сложением тока уменьшает его во столько же раз. При стремлении коэффициента передачи петли обратной связи к бесконечности входной импеданс (со стороны входа усилителя) стремится к бесконечности или к нулю соответственно. Это и понятно, так как обратная связь со сложением напряжения стремится вычесть из входного такой сигнал, что в результате падение напряжения на входном сопротивлении усилителя будет меньше в АВ раз; это своего рода следящая связь. Обратная связь со сложением тока уменьшает сигнал на входе усилителя, подавляя его током, текущим по цепи обратной связи.

Посмотрим, как обратная связь меняет действующее значение входного импеданса на примере обратной связи со сложением напряжений. Аналогичные рассуждения вы можете провести и для второго случая. Используем модель ОУ с конечным входным сопротивлением (рис. 4.68).

Рис. 4.68.

Входное напряжение U вх уменьшается на величину ВU вых , и на выходах усилителя действует дифференциальное напряжение U диф = Uвх   — ВU вых . Входной ток при этом равен

Отсюда действующее значение входного сопротивления равно

R' вх = U вх /I вх = (1 + AB)R вх

Классическая схема неинвертирующего ОУ с обратной связью имеет точно такой вид, как показано на рис. 4.69.

Рис. 4.69.

Для этой схемы В = R 1 /(R 1 + R 2 ), коэффициент усиления по напряжению определяется выражением Κ U = 1 + R 2 /R 1 , для идеального случая коэффициент усиления по напряжению при разомкнутой цепи обратной связи А равен бесконечности и входной импеданс также равен бесконечности. Для конечного коэффициента передачи в петле обратной связи справедливы выражения, полученные выше.

Схема инвертирующего ОУ отличается от схемы неинвертирующего ОУ и анализировать ее следует отдельно. Лучше всего рассматривать ее как сочетание входного резистора, управляющего схемой с обратной связью со сложением тока (рис. 4.70).

Рис. 4.70.Входной и выходной импедансы усилителя с передаточным сопротивлением, Z вх = R 2 /(1 + k ), Z вых = Ζ (без ОС) /(1 + А ) ( а ); инвертирующего усилителя,  Z вх = R 1 +  R 2 /(1 + А ),  Z вых =  Ζ (без ОС) /(1 + АB ), В = R 1 /( R 1 + R 2 ).

В случае обратной связи со сложением тока (параллельной) на входе усилителя (инвертирующем) суммируются ток из цепи обратной связи и входной ток (такой усилитель является фактически усилителем с передаточным сопротивлением; он преобразует входной ток в выходное напряжение). Обратная связь уменьшает импеданс со стороны «суммирующего входа» R 2 в (1 + А) раз (попробуйте это доказать). При очень больших значениях коэффициента передачи в петле обратной связи (например, в ОУ) входной импеданс уменьшается до долей ома, что является хорошей характеристикой для усилителей с токовым входом. В качестве примеров можно привести усилитель фотометра (разд. 4.22) и логарифмический преобразователь (разд. 4.14).

Классический инвертирующий ОУ, показанный на рисунке, представляет собой сочетание усилителя с параллельной обратной связью и резистора, подключенного последовательно ко входу. Входной импеданс в этом случае равен сумме сопротивления R 1 и импеданса со стороны суммирующей точки. Для петли с высоким коэффициентом усиления R вх и R 1 приблизительно равны между собой.

Очень кстати сейчас в качестве упражнения вывести выражение для коэффициента усиления по напряжению для инвертирующего усилителя с конечным усилением в петле обратной связи. Выражение имеет вид

q = — A(1 — B)/(1 + AB)

где В определяется как и раньше, а именно В = R 1 /(R 1 + R 2 ). Для предельного значения коэффициента усиления А при разомкнутой цепи обратной связи, G = — 1/В + 1 (т. е. G = — R 2 / R 1 ).

Упражнение 4.11. Выведите предыдущие выражения для входного импеданса и коэффициента усиления инвертирующего усилителя.

Выходной импеданс. Обратим теперь внимание на то, что цепь обратной связи передает с выхода на вход сигнал, пропорциональный либо выходному напряжению, либо току нагрузки. В первом случае выходной импеданс при замыкании обратной связи уменьшается в (1 + АВ) раз, а во втором - во столько же раз увеличивается. Рассмотрим это явление на примере напряжения. Начнем с модели, представленной на рис. 4.71.

Рис. 4.71.

На этой схеме выходной импеданс показан в явном виде. Для упрощения вычислений воспользуемся следующим приемом: замкнем вход накоротко и положим, что выходное напряжение равно U; определив выходной ток I, найдем выходной импеданс R' вых = U/I. Напряжение U на выходе создает на входе усилителя падение напряжения, равное — B/U, которое в свою очередь создает во внутреннем генераторе усилителя напряжение — ABU. Выходной ток при этом равен

следовательно, действующий выходной импеданс определяется выражением

R' вых = U/I = R вых /(1 + AB)

Если используется обратная связь по току, т. е. сигнал обратной связи пропорционален току в нагрузке, то выражение для выходного импеданса принимает вид

R' вых = R вых (1 + AB)

Можно использовать несколько цепей обратной связи как по току, так и по напряжению. В общем случае выходной импеданс определяется формулой Блэкмана:

R' вых = R вых [1+ (AB) к.з. /1 + (AB) х.х. ]

где (AB) к.з. - коэффициент передачи цепи обратной связи при коротком замыкании выхода; (AB) х.х. — коэффициент передачи цепи обратной связи при обрыве цепи нагрузки (на холостом ходу). Таким образом, с помощью обратной связи можно получить нужный выходной импеданс. Это выражение есть обобщение полученных выше результатов для произвольной комбинации обратных связей по току и по напряжению.

Цепь ОС и нагрузка усилителя. Выполняя расчеты для схем с обратной связью, обычно предполагают, что β-цепь не нагружает выход усилителя. В противном случае это следует учесть при расчете коэффициента усиления при разомкнутой петле обратной связи. Точно так же, если подключение β-цепи на входе усилителя влияет на величину коэффициента усиления без обратной связи (обратная связь устранена, но подключение выполнено), следует использовать модифицированный коэффициент усиления разомкнутой петли обратной связи. И наконец, обычно предполагается, что β-цепь является направленной, т. е. она не передает сигнал со входа на выход.

4.27. Два примера транзисторных усилителей с обратной связью

Рассмотрим показанный на рис. 4.72 транзисторный усилитель с отрицательной обратной связью.

Рис. 4.72. Транзисторный усилитель мощности с отрицательной обратной связью.

Описание схемы. На первый взгляд она может показаться сложной, на самом деле в ней нет хитростей и проанализировать ее достаточно легко. Транзисторы Т 1 и Т2 образуют дифференциальную пару, а дополнительное усиление ее выходного сигнала обеспечивает усилитель с общим эмиттером на Т 3 . Резистор R 6 — это резистор коллекторной нагрузки Т 3 , а двухтактный каскад на транзисторах Т 4 и Т 5 представляет собой выходной эмиттерный повторитель. Выходное напряжение поступает в цепь ОС, которая состоит из делителя напряжения, образованного резисторами R 4 и R 5 и конденсатором С 2 , благодаря которому коэффициент усиления схемы с ОС по постоянному току уменьшается до единицы (для стабилизации режима по постоянному току). Резистор R 3 определяет ток смещения в дифференциальной паре; наличие петли обратной связи, охватывающей схему, гарантирует, что выходное напряжение покоя равно потенциалу земли, а потому оказывается, что ток покоя Т 3 составляет 10 мА (падение напряжения на R6   приблизительно равно U ЭЭ ). Как уже было показано в разд. 2.14, диоды смещают двухтактный каскад в состояние проводимости, при этом падение напряжения на последовательном соединении резисторов R 7 и R 8 равно падению напряжения на диоде, т. е. ток покоя выходного повторителя равен 60 мА. Это усилитель класса АВ, в котором за счет потери мощности в 1 Вт, рассеиваемой каждым выходным транзистором, уменьшаются переходные искажения.

С точки зрения рассмотренных ранее схем необычным в этой схеме является только то, что коллекторное напряжение покоя транзистора Т 1 меньше напряжения питания UKK всего на величину падения напряжения на диоде. Оно должно быть таким для того, чтобы транзистор Т 3 находился в режиме проводимости, а поддерживает это состояние цепь обратной связи. Если, например, коллекторное напряжение транзистора Т 1 приблизилось бы к потенциалу земли, то транзистор Т 3 начал бы проводить большой ток, при этом увеличилось бы выходное напряжение, а это в свою очередь привело бы к тому, что через транзистор Т 2 тоже стал бы протекать большой ток, что вызвало бы уменьшение коллекторного тока в транзисторе Т 1 и восстановило бы нарушенный статус-кво. Резистор R 2 подобран таким образом, чтобы ток покоя транзистора Т 1 создавал на нем падение напряжения, равное падению напряжения на диоде, тогда в точке покоя коллекторные токи в дифференциальной паре будут приблизительно равны между собой. В этой транзисторной схеме входным током смещения пренебречь нельзя (он равен 4 мкА) — на входных резисторах, имеющих сопротивление 100 кОм, он создает падение напряжения, равное 0,4 В. В подобных схемах транзисторных усилителей входные токи значительно больше, чем в операционных усилителях, поэтому особенно важно, чтобы сопротивления по постоянному току со стороны входов были равны (очевидно, что лучше было бы использовать здесь на входе составной транзистор Дарлингтона).

Анализ схемы. Рассмотрим приведенную схему подробно и определим коэффициент усиления, входной и выходной импедансы и величину нелинейных искажений. Для того чтобы можно было оценить влияние обратной связи, определим эти параметры при разомкнутой и замкнутой цепи обратной связи (учитывая, что при разомкнутой цепи обратной связи смещение практически бесполезно). Для того чтобы оценить влияние обратной связи на линейность, определим коэффициент усиления при напряжениях на выходе, равных +10 В, — 10 В, и напряжении, соответствующем точке покоя (0 В).

Цепь ОС разомкнута. Входной импеданс. Разорвем цепь обратной связи в точке X и заземлим правый конец резистора R 4 . Для входного сигнала сопротивление определяется параллельным соединением сопротивления 100 кОм и сопротивления со стороны базы. Последнее состоит из увеличенных в h 21Э раз собственного эмиттерного сопротивления Т 1 плюс сопротивление со стороны эмиттера Т 2 , при определении которого надо учесть, что к базе транзистора Т 2 подключена цепь обратной связи. Если h 21Э ~= 250, то Zвх ~ = 250[(2·25) + (3,ЗкОм/250)], т. е. Zвх ~ = 16 кОм.

Выходной импеданс . В связи с тем что сопротивление коллектора транзистора Т 3 велико, можно считать, что на выходные транзисторы работает источник с сопротивлением 1,5 кОм (R 6 ). Выходной импеданс составляет приблизительно 15 Ом (h 21Э ~= 100) плюс эмиттерное сопротивление, равное 5 Ом, итого 20 Ом. Собственным эмиттерным сопротивлением величиной 0,4 Ом можно пренебречь.

Коэффициент усиления. Сопротивление нагрузки дифференциального каскада определяется параллельным соединением R 2 и базового сопротивления транзистора Т 3 . В связи с тем что ток покоя транзистора Т 3 составляет 10 мА, его собственное эмиттерное сопротивление равно 2,5 Ом, а входное сопротивление со стороны базы — 250 Ом (h 21Э ~= 100). Следовательно, коэффициент усиления дифференциальной пары равен 250 ||620 Ом/2·25 Ом ~= 3,5. Коэффициент усиления по напряжению второго каскада, на транзисторе Т 3 , равен 1,5 кОм/2,5 Ом = 600. Полный коэффициент усиления по напряжению в точке покоя равен 3,5·600 = 2100. Коэффициент усиления Т 3 зависит от величины коллекторного тока, и поэтому он существенно изменяется при изменении сигнала от пика до пика - в этом проявляется нелинейность схемы. В следующем разделе приводятся значения коэффициента усиления для трех значений выходного напряжения.

Цепь ОС замкнута. Входной импеданс. В схеме использована последовательная обратная связь, поэтому входной импеданс увеличивается в (1 + коэффициент передачи петли ОС) раз. Цепь обратной связи представляет собой делитель напряжения с отношением плеч В = 1/30 на частотах сигнала, следовательно, коэффициент усиления в петле обратной связи равен АВ = 70. Следовательно, входной импеданс определяется параллельным соединением сопротивления 70·16 кОм и резистора смещения сопротивлением 100 кОм, т. е. приблизительно 92 кОм. Можно считать, что входной импеданс определяется резистором смещения.

Выходной импеданс. В связи с тем что часть выходного напряжения передается на вход, выходной импеданс уменьшается в (1 + коэффициент усиления петли ОС) раз. Следовательно, выходной импеданс равен 0,3 Ом. Отметим, что это импеданс для малого сигнала. Не следует думать, что полный размах выходного напряжения можно получить на нагрузке с сопротивлением, например 1 Ом. Эмиттерный резистор сопротивлением 5 Ом, присутствующий в выходном каскаде, ограничивает размах большого сигнала. Например, на нагрузке с сопротивлением 4 Ом можно получить размах, равный приблизительно 10 В (от пика до пика).

Коэффициент усиления. Коэффициент усиления равен А/(1 + АВ). В точке покоя он принимает значение 30,84, при этом используется точное значение для В. Для иллюстрации стабильности усиления, обусловленной отрицательной обратной связью, ниже приведены значения полного коэффициента усиления по напряжению для схемы при наличии и в отсутствие обратной связи для трех значений выходного напряжения. Очевидно, что отрицательная обратная связь существенно улучшает характеристики усилителя, но справедливости ради следует отметить, что схему можно было бы разработать и так, чтобы ее характеристики при разомкнутой петле обратной связи были лучше; например в качестве коллекторной нагрузки Т 3 можно было бы использовать источник тока, в эмиттерной цепи дифференциальной пары также можно было бы использовать источник тока; это привело бы к уменьшению влияния эмиттерной цепи и т. п. Но если бы схема и была спроектирована хорошо, обратная связь все равно заметно улучшила бы ее характеристики.

Двухкаскадный усилитель с ОС. На рис. 4.73 показан еще один транзисторный усилитель с обратной связью.

Рис. 4.73.

Если рассматривать Τ 1 как усилитель, который усиливает падение напряжения между базой и эмиттером (вспомним модель Эберса-Молла), то видно, что обратная связь передает на вход часть выходного напряжения и вычитает его из входного сигнала. В схеме есть небольшая хитрость: дело в том, что коллекторный резистор транзистора Т 2 входит еще и в схему обратной связи. Используя описанную выше технику расчета, вы можете показать, что K разомкн. цепь OC  ~= 200.

Коэффициент передачи цепи обратной связи ~= 20,

Z вых (разомкн. цепь ОС) ~= 10 КОМ,

Z вых (замкн. цепь ОС) ~= 500 Ом,

K (замкн. цепь ОС) ~= 9,5.

 

Некоторые типичные схемы с операционными усилителями

4.28. Лабораторный усилитель общего назначения

На рис. 4.74 показан «декадный усилитель» со связями по постоянному току с переключением коэффициента усиления, полосы пропускания и с широким диапазоном смещения выхода по постоянному току.

Рис. 4.74. Лабораторный усилитель постоянного тока с регулируемым усилением, полосой и сдвигом выходного напряжения.

Интегральная схема ИС 1 представляет собой неинвертирующий ОУ со входом на полевых транзисторах, усиление изменяется от единицы (0 дБ) до 100 (40 дБ), шаг изменения откалиброван и равен 10 дБ; для подстройки усиления предусмотрен верньер. ИС 2 — это инвертирующий усилитель; он обеспечивает смещение выходного напряжения в диапазоне +10 В; подстройка выполняется с помощью резистора R14, при этом формируется ток, поступающий на суммирующий вход ИС 2 . Конденсаторы С 2 -С 4 устанавливают сопрягающую частоту усиления на высоких частотах, так как часто нежелательно иметь чересчур широкую полосу пропускания сигнала (и шумов). ИС 5 представляет собой усилитель мощности для низкоомных нагрузок и кабелей; схема обеспечивает выходной ток в диапазоне +300 мА.

Некоторые интересные особенности: входной резистор сопротивлением 10 МОм нельзя считать большим, так как ток смещения для ОУ типа 411 составляет 25 пА (ошибка 0,3 мВ при разомкнутом входе). Резистор R 2 в сочетании с диодами Д 1 и Д 2 ограничивает напряжение на входе ОУ значениями от U_ до U + +0,7 В. Диод Д3 сдвигает напряжение фиксации к U_ +0,7 В, так как диапазон синфазного сигнала ограничен значением U_ (если сигнал выходит за этот предел, то фаза выходного сигнала меняется на противоположную). При использовании показанных на схеме компонентов защиты входной сигнал может изменяться в диапазоне ± 150 В, не причиняя схеме вреда.

Упражнение 4.12. Проверьте, что коэффициент усиления схемы имеет указанное значение. Как работает схема переменного сдвига?

4.29. Генератор, управляемый напряжением

На рис. 4.75 показана схема, заимствованная из рекомендаций по применению ИС нескольких фирм-изготовителей.

Рис. 4.75. Генератор, управляемый напряжением.

ИС 1 представляет собой интегратор, который устроен таким образом, что ток заряда С 1 (U вх /200 кОм) изменяет свой знак, а не амплитуду в зависимости от состояния транзистора Т 1 (находится в режиме проводимости или отсечки). Схема ИС 2 образует триггер Шмитта с пороговыми уровнями, равными 1/3U + и 2/3U_. Транзистор Т 1 - это n-канальный полевой МОП-транзистор, который выполняет здесь роль переключателя; его использовать проще, чем схему на биполярных транзисторах, выполняющую такие же функции, но на всякий случай здесь же показана схема с использованием транзисторов n-p-n-типа. И в том, и в другом случае нижний конец резистора R 4 заземлен при высоком уровне напряжения на выходе и разомкнут при низком уровне на выходе.

Особенность этой схемы состоит в том, что она запитана от единственного источника положительного напряжения. В ИС типа 3160 (отличается от 3130 наличием внутренней коррекции) в качестве выходных используются полевые транзисторы, благодаря которым напряжение на выходе изменяется в пределах между потенциалом земли и U + ; при этом пороговые уровни в триггере Шмитта задаются точно и не имеют погрешности смещения, как это происходит при использовании в ОУ обычного выходного каскада, у которого пределы изменения выходного сигнала не заданы точно. В приведенной схеме частота и амплитуда треугольного сигнала стабильны. Обратите внимание, что частота зависит от отношения U вх /U + ; это значит, что если напряжение U вх формируется из напряжения U + с помощью резистивного делителя (образованного, например, некоторым резистивным преобразователем), то входная частота не будет изменяться с изменением U + , а только с изменением сопротивления.

Упражнение 4.13. Покажите, что выходная частота определяется выражением f (Гц) = 150 U вх / U + . Заодно проверьте, чему равны пороги в триггере Шмитта и токи в интеграторе.

4.30. Линейный переключатель на полевом транзисторе с ρ-n -переходом, с компенсацией R вкл .

В гл. 3 мы более или менее подробно рассмотрели линейные переключатели на полевых МОП-транзисторах. В качестве линейных переключателей можно также использовать полевые транзисторы с p-n-переходом. Однако в связи с тем что затвор не должен проводить ток, нужно проявлять особое внимание к сигналам, поступающим на него. Типичная схема показана на рис. 4.76.

Рис. 4.76.

Для того, чтобы транзистор находился в режиме отсечки, потенциал затвора поддерживается на уровне ниже потенциала земли. Это значит, что если входной сигнал становится отрицательным, потенциал затвора должен быть меньше самого отрицательного значения входного сигнала по крайней мере на величину U отс . Для того чтобы транзистор перешел в состояние проводимости, потенциал управляющего входа должен стать более положительным, чем самое большое положительное значение входного сигнала. При этом диод смещается в обратном направлении, а напряжение на затворе устремляется к значению напряжения истока через резистор 1 МОм.

Эта схема, конечно, нескладна, и может быть поэтому в линейных преобразователях чаще используют полевые МОП-транзисторы. Однако если воспользоваться операционным усилителем, то можно сделать красивый линейный переключатель и на основе полевого транзистора с р-n-переходом. В этом случае на суммирующем переходе инвертирующего усилителя можно подключить исток транзистора к мнимому потенциалу земли. Теперь для того, чтобы включить транзистор, достаточно сделать напряжение на затворе равным потенциалу земли. Еще одно преимущество такой схемы состоит в том, что она обеспечивает возможность полного устранения ошибок, обусловленных конечной величиной сопротивления R вкл и его нелинейностью. На рис. 4.77 представлена эта схема.

Рис. 4.77. Переключатель на полевых транзисторах с p-n -переходом, использующий в своем составе ОУ, с компенсацией R вкл .

Следует особо отметить два свойства этой схемы: (а) Когда транзистор Т 1 находится в состоянии ВКЛ (затвор заземлен), схема представляет собой инвертор с идентичными импедансами во входной цепи и в цепи обратной связи. В результате устраняются все эффекты, связанные с конечным или нелинейным сопротивлением транзистора в состоянии ВКЛ, при условии, что полевые транзисторы согласованы по R вкл . (б) Вследствие низкого значения напряжения отсечки транзисторов схема хорошо работает, если управляющий сигнал лежит в пределах от нуля до +5 В, что как раз соответствует уровням для стандартных цифровых логических схем (см. гл. 8 и 9). Если исток транзистора Т 1 подключен к мнимой земле (суммирующий вход), то инвертирующая конфигурация упрощает работу схемы, так как в состоянии ВКЛ на исток Т 1 не поступает никаких сигналов. Когда Т 1 находится в состоянии ВЫКЛ, диод Д 1 препятствует включению транзистора при положительных входных сигналах. Когда переключатель закрыт, влияние диода Д 1 никак не сказывается.

Существуют p-канальные полевые транзисторы с p-n-переходом с низкими напряжениями отсечки, удобной конфигурации и с приемлемой ценой. Например, в семейство IH5009-IH5024 входят такие схемы, в которых в одном транзисторном корпусе размещаются четыре полевых транзистора плюс один полевой транзистор для устранения ошибок; для них R вкл составляет 100 Ом, а цена не превышает двух долларов. Подключите еще ОУ и несколько резисторов и вы получите мультиплексор на 4 входа. Следует отметить, что подобный трюк с R вкл можно проделать и в переключателе на полевых МОП-транзисторах.

4.31. Детектор нуля для ТТЛ-схем

Схема, изображенная на рис. 4.78, формирует прямоугольные колебания для логических схем семейства ТТЛ (имеющих входной диапазон от 0 до +5 В) из входного сигнала переменного тока любой амплитуды, не превышающей 100 В. Резистор R 1 в сочетании с диодами Д 1 и Д 2 ограничивает размах входного сигнала значениями —0,6 и +5,6 В. Резистивный делитель R 2 R 3 нужен для того, чтобы ограничить отрицательные значения напряжения на уровне —0,3 В, как это требуется для компаратора типа 393. Резисторы R 5 и R 6 определяют ширину петли гистерезиса, а резистор R 4 необходим для установки порогов срабатывания триггера симметрично относительно земли.

Входное сопротивление сохраняет почти постоянное значение, так как величина сопротивления R 1 велика по сравнению с сопротивлениями других резисторов входного делителя. Интегральная схема типа 393 использована потому, что на ее входах напряжение может изменяться вплоть до потенциала земли, а это позволяет работать с одним источником питания.

Упражнение 4.14. Убедитесь в том, что срабатывание триггера Шмитта происходит на уровнях +25 мВ.

Рис. 4.78. Детектор нулевого уровня с защитой входа.

4.32. Схема измерения тока в нагрузке

В схеме, представленной на рис. 4.79, выходное напряжение пропорционально току в нагрузке. Нагрузка используется в стабилизаторах тока, измерительных схемах и в ряде других случаев. Напряжение на резисторе R и , имеющем 4 вывода, изменяется от нуля до 0,1 В, при этом возможно появление синфазных помех, обусловленных резистивными эффектами в заземлении кабеля (обратите внимание, что источник питания на выходе заземлен). По этой причине ОУ включен как дифференциальный усилитель с коэффициентом усиления, равным 100. Напряжение сдвига регулируется с помощью внешнего резистора R в , так как в ОУ типа LT1013 нет внутренней схемы регулировки сдвига (в ОУ типа LT1006 такая схема есть). Для регулировки можно использовать стабилитрон, который обеспечивает стабильность эталонного напряжения порядка нескольких процентов, так как при настройке схемы нужна небольшая коррекция напряжения (по крайней мере, на это надо рассчитывать). Для работы с одним источником был выбран ОУ типа 358, так как на его входах и выходе напряжение может изменяться до потенциала земли.

Напряжение U + может быть нестабилизированным, величина коэффициента ослабления влияния напряжения источника питания (КОНП) более чем достаточна и составляет в данном случае 100 дБ (типичное значение).

Рис. 4.79. Усилитель для измерения тока в цепях большой мощности.

 

Частотная коррекция усилителей с обратной связью

Если попытаться графически изобразить зависимость коэффициента усиления по напряжению при разомкнутой петле обратной связи от частоты для нескольких операционных усилителей, то получим кривые, подобные показанным на рис. 4.80.

Рис. 4.80.

Даже поверхностный взгляд на представленные диаграммы Боде (кривые зависимости коэффициента усиления и фазы от частоты с использованием логарифмического масштаба) позволяет сделать заключение, что операционный усилитель типа 741 хуже остальных, так как с увеличением частоты его коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи уменьшается очень быстро. На самом деле такой спад усиления получают намеренно, и характеристика операционного усилителя совпадает с характеристикой RС-фильтра низких частот, имеющей спад —6 дБ/октава. Операционный усилитель типа 748 подобен операционному усилителю типа 741, но не скорректирован (как и ОУ типа 739). В операционных усилителях бывает предусмотрена внутренняя коррекция, кроме того, промышленность выпускает и нескорректированные ОУ; познакомимся с некоторыми методами частотной коррекции.

4.33. Зависимость коэффициента усиления и фазового сдвига от частоты

В операционном усилителе (а в общем, в любом многокаскадном усилителе), начиная с некоторой частоты наблюдается спад коэффициента усиления, обусловленный тем, что усилительный каскад для сигналов, поступающих от источника, имеющего конечный импеданс, является емкостной нагрузкой, и, таким образом, каскад эквивалентен фильтру низких частот. Например, часто входной каскад представляет собой дифференциальный усилитель с нагрузкой в виде токового зеркала (см. схему LM358, изображенную на рис. 4.54), который работает на второй каскад, представляющий собой схему с общим эмиттером. Теперь допустим, что конденсатор, обозначенный на схеме как С к , исключен. Высокий выходной импеданс входного каскада, а также емкость перехода С вх. э и емкость обратной связи С к6 (вспомните эффект Миллера, разд. 2.19 и 13.04) последующего каскада образуют фильтр низкой частоты. Точка — 3 дБ на характеристике этого фильтра лежит в диапазоне от 100 Гц до 10 кГц.

Уменьшение реактивного сопротивления конденсатора при увеличении частоты вызывает появление спада характеристики с наклоном 6 дБ/октава. На достаточно высоких частотах (которые могут не превышать 1 кГц) импеданс коллекторной нагрузки имеет емкостной характер, в связи с этим Κ U = g m Х с , т. е. спад усиления пропорционален 1/f. Кроме того, выходной сигнал будет сдвинут по фазе на 90° относительно входного. (Спаду усиления соответствует нижний участок («хвост») характеристики RС-фильтра низкой частоты, в котором сопротивление R есть эквивалентное выходное сопротивление источника, к которому подключена емкостная нагрузка. Однако в схеме не обязательно должны присутствовать реальные резисторы.)

В многокаскадном усилителе на высоких частотах на характеристике усилителя появляются дополнительные точки перегиба, обусловленные тем, что другие усилительные каскады также начинают проявлять свойства фильтров низкой частоты. Зависимость коэффициента усиления всей многокаскадной схемы при разомкнутой цепи ОС от частоты показана на рис. 4.81.

Рис. 4.81.

Спад коэффициента усиления при разомкнутой петле ОС определяется величиной — 6 дБ/октава и начинается на некоторой сравнительно невысокой частоте f 1 . Он обусловлен емкостным характером нагрузки выхода первого каскада. Спад с таким углом наклона продолжается до тех пор, пока на частоте f 2 не начнет проявлять себя собственная RС-цепь следующего каскада. Начиная с этой точки, спад определяется величиной —12 дБ/октава и т. д.

Что же следует из такой характеристики? Напомним, что для RС-фильтра низкой частоты зависимость сдвига фазы от частоты имеет вид кривой, показанной на рис. 4.82.

Рис. 4.82. Диаграмма Боде: зависимость коэффициента усиления и фазы от частоты.

Каждый фильтр низкой частоты, присутствующий в усилителе, имеет подобную фазовую характеристику, поэтому полный фазовый сдвиг гипотетического усилителя можно представить в виде кривой, изображенной на рис. 4.83.

Рис. 4.83.

Проблема заключается в следующем: если этот усилитель включить, например по схеме повторителя, то возникнут автоколебания. Это связано с тем, что на некоторой частоте фазовый сдвиг при разомкнутой петле обратной связи достигает 180°, при этом коэффициент усиления еще превышает единицу (на этой частоте отрицательная обратная связь превращается в положительную). Этого достаточно для того, чтобы возникла автогенерация колебаний, так как на этой частоте любой сигнал будет сам себя наращивать, проходя по петле обратной связи.

Критерий устойчивости. Критерий устойчивости усилителя с обратной связью выглядит следующим образом: фазовый сдвиг усилителя при разомкнутой петле обратной связи не должен превышать 180° на частоте, при которой коэффициент передачи цепи обратной связи равен единице. Этот критерий трудней всего удовлетворить, когда усилитель включен как повторитель, так как при этом коэффициент передачи в петле обратной связи равен коэффициенту усиления при разомкнутой петле обратной связи, т. е. наибольшему значению. В операционном усилителе с внутренней коррекцией критерий устойчивости удовлетворяется даже в том случае, когда эти усилители включают по схеме повторителей; в них с помощью простой резистивной схемы обратной связи можно получить любое значение коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи, при этом они будут работать устойчиво и в них не будут возникать колебания. Мы уже упомянули выше, что для этого намеренно смещают начало спада усиления таким образом, чтобы точка — 3 дБ лежала в области низких частот — обычно в диапазоне от 1 до 20 Гц. Покажем, как этого добиваются.

4.34. Методы коррекции усилителей

Однополюсная коррекция. Коррекция должна обеспечить, чтобы на всех частотах, на которых коэффициент передачи цепи обратной связи превышает единицу, фазовый сдвиг при разомкнутой петле обратной связи был меньше 180° (операционный усилитель можно использовать как повторитель, поэтому вместо петлевого усиления можно говорить о коэффициенте усиления при разомкнутой петле обратной связи). Для достижения этой цели проще всего включить в схему достаточную емкость, с помощью которой задать сопрягающую частоту и наклон характеристики, равный —6 дБ/октава. При этом коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи должен снизиться до единицы на частоте, приблизительно соответствующей точке — 3 дБ на характеристике следующего «естественного» RС-фильтра. За счет этого в большей части полосы пропускания фазовый сдвиг при разомкнутой цепи обратной связи будет равен 90° и начнет приближаться к 180° только тогда, когда коэффициент усиления станет равным единице. Замысел иллюстрируется рис. 4.84.

Рис. 4.84.

Без коррекции коэффициент усиления при разомкнутой цепи обратной связи снижается, стремясь к единице, при этом вначале наклон характеристики равен — 6 дБ/октава, затем —12 дБ/октава и т. д. В результате, прежде чем коэффициент усиления станет равным единице, фазовый сдвиг будет составлять 180° или более. Если сместить начало первого спада характеристики в область более низких частот (сформировать «вершину» характеристики усилителя), то фазовый сдвиг превысит 90°, только когда коэффициент усиления разомкнутой петли обратной связи приблизится к единице. Таким образом, проиграв в усилении, можно выиграть в устойчивости. У каскада, на который нагружен дифференциальный усилитель, «естественная» сопрягающая частота обычно связана с эффектом Миллера, поэтому коррекция характеристики заключается просто в подключении дополнительной емкости обратной связи к транзистору второго каскада, при этом общий коэффициент усиления двух каскадов по напряжению равен g m Х с или g m /2πfС корр в диапазоне спада частотной характеристики усилителя (рис. 4.85).

Рис. 4.85. Классический входной каскад ОУ со схемой коррекции.

На практике в обоих каскадах можно использовать транзисторы, соединенные по схеме Дарлингтона. Если сместить характеристику так, чтобы коэффициенту усиления, равному единице, соответствовала точка —3 дБ начала второго участка спада усиления (—12 дБ/октава), то в худшем случае (для схемы повторителя) запас по фазе будет равен 45°, так как на частоте, соответствующей усилению —3 дБ, RС-фильтр вносит сдвиг по фазе на 45°. Следовательно, запас по фазе равен 180° — (90° + 45°), причем сдвиг фазы на 90° будет почти на всем участке характеристики после главного полюса.

Коррекция, основанная на использовании эффекта Миллера, имеет то достоинство, что она нечувствительна к изменениям коэффициента усиления по напряжению с температурой или к технологическому разбросу значений коэффициента усиления: чем больше коэффициент усиления, тем в большей степени проявляется емкость обратной связи и тем сильнее смещается характеристика в область низких частот, а частота, соответствующая единичному усилению, сохраняется неизменной. При этом частота, соответствующая точке — 3 дБ, начиная с которой действует коррекция, не сохраняется постоянной, а фактически фиксируется частота, в которой характеристика пересекает ось единичного усиления (рис. 4.86).

Рис. 4.86.

Нескорректированные операционные усилители. Если операционный усилитель используется в схеме, для которой коэффициент усиления при замкнутой петле обратной связи больше единицы (не повторитель), то нет необходимости столь сильно смещать вершину характеристики (соответствующую «граничной» частоте фильтра низкой частоты) в область низких частот, так как критерий устойчивости в этом случае выполнить легче из-за меньшей величины коэффициента передачи обратной связи (рис. 4.87).

Рис. 4.87.

Если коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи равен 30 дБ, то коэффициент передачи петли обратной связи (равный отношению коэффициента усиления при разомкнутой цепи обратной связи к коэффициенту усиления при замкнутой цепи обратной связи) для такой схемы меньше, чем для повторителя, поэтому вершина характеристики может располагаться в области более высоких частот. В этом случае делают так, чтобы коэффициент усиления усилителя при разомкнутой петле обратной связи достигал 30 дБ (а не 0 дБ) на частоте, соответствующей следующей точке перегиба характеристики операционного усилителя.

Как видно из графика, это означает, что в большей части диапазона частот величина коэффициента усиления при разомкнутой цепи обратной связи больше и усилитель имеет большую полосу пропускания. Промышленность выпускает операционные усилители как в скорректированном, так и в нескорректированном варианте (например, ОУ типа 748 — это нескорректированный ОУ типа 741, то же самое можно сказать о следующих типах ОУ: 308(312), 3130(3160), НА5102(НА5112) и т. п.); для нескорректированных операционных усилителей даются рекомендации по выбору емкостей внешних конденсаторов в зависимости от значений коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи. Этими рекомендациями полезно воспользоваться в тех случаях, когда нужно расширить полосу пропускания и обеспечить большое усиление.

Можно также использовать «подкорректированные» ОУ, например типа 357, в которых обеспечена внутренняя коррекция для значений коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи, превышающих некоторый минимум (Κ U > 5 для ОУ типа 357).

Коррекция по типу «полюс-нуль» характеристики. Иногда лучший результат, чем при однополюсной коррекции характеристики, можно получить, если использовать схему коррекции, которая сначала обеспечит спад усиления (наклон — 6 дБ/октава после полюса характеристики), а затем, начиная с некоторой частоты, ровную характеристику (нуль характеристики) выше частоты, соответствующей второй точке излома «собственной» характеристики операционного усилителя. При таком способе коррекции вторая точка излома характеристики тем самым устраняется и до третьей точки излома происходит плавный спад усиления с наклоном —6 дБ/октава. Частотная характеристика приведена на рис. 4.88.

Рис. 4.88.

На практике начало нулевого угла наклона задают таким образом, чтобы устранить вторую точку излома характеристики усилителя, а положение первой точки излома устанавливают таким, чтобы полный отклик схемы определялся единичным коэффициентом усиления на частоте соответствующей третьей точке излома. В технических характеристиках усилителей рекомендации по выбору компонентов R и C для коррекции по методу «полюс-нуль» наряду с рекомендациями по выбору конденсаторов для однополюсной коррекции.

Как вы узнаете из разд. 13.06, слишком большое смещение низкочастотного полюса в область низких частот приводит к тому, что второй полюс оказывается лежащим в области более высоких частот, чем нуль характеристики. Это явление называют «расщеплением точек излома». Частоту нуля выбирают с учетом этого явления.

4.35. Частотная характеристика цепи обратной связи

Мы предполагали до сих пор, что цепь обратной связи имеет плоскую частотную характеристику; это предположение верно в тех случаях, когда в качестве цепи обратной связи используется резистивный делитель напряжения. Однако иногда возникает необходимость в модификации частотной характеристики усилителя (например, в случае дифференциатора или интегратора) или цепи обратной связи для повышения запаса устойчивости схемы. Запомните, что в таких случаях следует использовать диаграммы Боде для коэффициента передачи всей петли обратной связи, а не графики изменения коэффициента усиления усилителя при разомкнутой цепи обратной связи. Коротко говоря, в идеальном случае кривая зависимости коэффициента усиления при замкнутой цепи обратной связи от частоты должна пересекать кривую зависимости коэффициента усиления при разомкнутой цепи обратной связи под углом 6 дБ/октава. Чтобы этого достичь, очень часто, например в обычных инвертирующих и неинвертирующих усилителях, параллельно резистору обратной связи подключают небольшой конденсатор (емкостью несколько пикофарад). На рис. 4.89 дан пример такой схемы и соответствующей диаграммы Боде.

Рис. 4.89.

Если бы частотная характеристика схемы с обратной связью была горизонтальной, то усилитель находился бы на грани неустойчивости, так как в точке пересечения кривых их взаимный наклон составлял бы 12 дБ/октава. Конденсатор обеспечивает пересечение кривых под углом 6 дБ/октава и гарантирует тем самым устойчивость схемы. Особенно важно не забывать об этом при разработке дифференциаторов, так как в идеальном дифференциаторе коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи нарастает с подъемом 6 дБ/октава; на некоторой промежуточной частоте необходимо ослабить дифференцирующие свойства схемы, а на высоких частотах обеспечить спад усиления с наклоном — 6 дБ/октава.

Интеграторы в этом отношении не создают никаких проблем, так как сами по себе обеспечивают спад усиления — 6 дБ/октава. Нужно очень постараться, чтобы вызвать автоколебания в интеграторе!

Чему отдать предпочтение? Обычно приходится выбирать между операционным усилителем с внутренней коррекцией и без коррекции. Проще использовать скорректированные усилители, обычно их и выбирают. Прежде всего остановите свое внимание на ОУ типа LF411 с внутренней коррекцией. Если вам нужна более широкая полоса пропускания и большая скорость нарастания, то можно подобрать более быстродействующий скорректированный ОУ (см. табл. 4.1 или 7.3). Если ничего не удается подобрать и коэффициент усиления при замкнутой цепи обратной связи превышает единицу (как чаще всего и бывает), то можно использовать нескорректированный усилитель с внешним конденсатором, рекомендуемым для вашего значения коэффициента усиления.

Некоторые усилители предоставляют другую возможность: «подкорректированная» схема, не требующая никаких внешних элементов коррекции, может быть использована в схемах, для которых коэффициент усиления больше единицы. Например, для получившего широкое распространение прецизионного ОУ типа ОР-27 с низким уровнем шума (схема скорректирована для единичного усиления) существует два «подкорректированных» варианта схемы — это ОУ типа ОР-37 (минимальный коэффициент усиления равен 5), в 7 раз более быстродействующий, чем скорректированный, и ОУ типа НА-5147 (минимальный коэффициент усиления равен 10), в 15 раз более быстродействующий.

Пример: источник питания переменного тока частотой 60 Гц. Нескорректированные ОУ предоставляют возможность так изменять схемы коррекции, что легко разрешается проблема, создаваемая дополнительными фазовыми сдвигами, возникающими за счет побочных элементов цепи обратной связи. На рис. 4.90 показан наглядный пример. Это усилитель низкой частоты, предназначенный для получения напряжения переменного тока с амплитудой 115 В из синусоидального входного сигнала частотой 60 Гц (получаемого с помощью схемы, описанной в разд. 8.31).

Рис. 4.90. Выходной усилитель источника питания с частотой 50 Гц.

Операционный усилитель вместе с резисторами R 2 и R 3 образует усилитель напряжения, имеющий 100-кратное усиление; далее он используется как усилитель с относительно небольшим коэффициентом «разомкнутого» усиления, когда вся схема охватывается общей петлей обратной связи. Выход ОУ управляет двухтактным выходным каскадом, нагруженным на первичную обмотку трансформатора. Цепь общей низкочастотной обратной связи подключается к выходу трансформатора через резистор R 10 и обеспечивает получение небольших искажений и стабильного выходного напряжения при изменениях тока в нагрузке. Наличие очень больших фазовых сдвигов в трансформаторе на высоких частотах приводит к необходимости введения на высоких частотах дополнительной цепи обратной связи через конденсатор С 3 , подключенный к низковольтной обмотке трансформатора. Резисторы R 9 и R 10 выбраны так, чтобы согласовать глубину обратной связи на всех частотах. Несмотря на то что высокочастотная цепь ОС подключена непосредственно к выходу двухтактного каскада, все равно имеют место фазовые сдвиги, обусловленные реактивной нагрузкой (первичная обмотка трансформатора) на выходные транзисторы. Для того чтобы схема обладала достаточной устойчивостью даже при наличии реактивных нагрузок выхода с напряжением 115 В, в ОУ выполнена избыточная коррекция с помощью конденсатора емкостью 82 пФ (для коррекции по единичному коэффициенту усиления достаточно иметь 30 пФ), а связанное с этим сужение полосы пропускания не имеет значения — схема используется на низких частотах.

Представленная схема является примером компромиссного решения, так как в идеальном случае желательно иметь как можно большее петлевое усиление для обеспечения стабильного выходного напряжения, устойчивого к изменениям тока в нагрузке. Однако большое петлевое усиление повышает тенденцию усилителя к автоколебаниям, особенно в случае использования реактивной нагрузки. Это связано с тем, что реактивная нагрузка в сочетании с конечным выходным импедансом трансформатора вызывает дополнительный фазовый сдвиг в петле низкочастотной ОС. Так как данная схема предназначена для управления синхронными электродвигателями телескопа (которые представляют собой высокоиндуктивную нагрузку), коэффициент передачи петли ОС специально сделан небольшим.

Зависимость выходного напряжения переменного тока от нагрузки представлена на рис. 4.91. Судя по кривой, схема обеспечивает хорошую (но не слишком высокую) стабилизацию напряжения.

Рис. 4.91.

Низкочастотные автоколебания. В усилителях с обратной связью, имеющих межкаскадные связи по переменному току, проблемы обеспечения устойчивости могут возникать и на самых низких частотах. Они бывают связаны с накоплением опережающего фазового сдвига, который может возникнуть в усилителе, состоящем из нескольких каскадов, соединенных между собой через конденсаторы. Каждый блокирующий конденсатор в сочетании с входным сопротивлением, обусловленным цепями смещения и другими подобными элементами схемы усилителя, создает опережающий фазовый сдвиг на низкочастотном участке характеристики, который на частоте, соответствующей точке —3 дБ, равен 45°, а на более низких частотах приближается к 90°. Если цепь ОС обладает достаточным коэффициентом передачи, то в схеме могут возникнуть низкочастотные колебания, которые иногда называют шумом моторной лодки — «mo torboating». В настоящее время, когда при необходимости всегда можно использовать усилители со связями по постоянному току, низкочастотные автоколебания почти никогда на практике не возникают. Тот, кто занимается электроникой давно, наверняка сталкивался с этими явлениями в прошлом.

 

Схемы, не требующие пояснений

4.36. Некоторые полезные идеи

На рис. 4.94 показано несколько интересных и удачных схем, заимствованных в основном из технической документации фирм-изготовителей.

Рис. 4.94.  а — прецизионный источник тока с использованием полевого МОП-транзистора;

Рис. 4.94. б — инвертирующий усилитель с ломаной характеристикой; коэффициент усиления К увеличивается для входных сигналов, превышающих пороговое значение; в формулах пороговых значений предполагается, что U диод = 0; пороговое напряжение должно быть > 0,5 В;

Рис. 4.94.  в — аналогично б, но коэффициент усиления уменьшается для выходных напряжений выше порогового значения;

Рис. 4.94. г — аналогично в, но с компаратором и переключателем; работает как «совершенный» диод ( U д = 0);

Рис. 4.94. д — благодаря дополнительным ОУ выходной ток увеличен; следите, чтобы не было перегрева;

Рис. 4.94. е — токовый монитор;

Рис. 4.94. ж — прецизионная схема, поглощающая ток;

Рис. 4.94. з — пиковый детектор для отрицательных импульсов;

Рис. 4.94. и — схема с переменным коэффициентом усиления;

Рис. 4.94. к  — усилитель с фотодиодом;

Рис. 4.94.   л — схема управления током;

Рис. 4.94. м — прецизионный биполярный источник тока;

Рис. 4.94.  н — активный соленоид;

Рис. 4.94. о — оригинальный повторитель на полевом транзисторе с 3 выводами;

Рис. 4.94.  п — логарифмический преобразователь с температурной компенсацией;

Рис. 4.94. р — высоковольтная (мостовая) схема для плавающей нагрузки;

Рис. 4.94.  с — сервоусилитель 0,2 А;

Рис. 4.94. т — логарифмический преобразователь с широким входным диапазоном и автоматическим обнулением на основе усилителя прерывателя;

Рис. 4.94.  у — источник тока;

Рис. 4.94. ф — быстродействующий логарифмический преобразователь;

Рис. 4.94.  х — усилитель с переменным усилением с небольшими искажениями;

Рис. 4.94. ц — биполярный прецизионный ограничитель;

Рис. 4.94.  ч — высоковольтный ОУ с низким уровнем шума (техническая документация PMI, примеч. по использованию 106);

Рис. 4.94.  ш — получение удвоенного выходного сигнала в схеме на основе сдвоенного ОУ;

Рис. 4.94.  щ — быстро действующий пиковый детектор;

Рис. 4.94.  э — усилитель для наушников со слабым искажением (техническая документация PMI, примеч. по использованию 106);

Рис. 4.94. ю — детектор нуля с одним источником питания;

Рис. 4.94. я — источник тока Хауленда для управляющих схем преобразования напряжений в ток (от 1 мкА до 1 мА);

Рис. 4.94. А - управляемый напряжением усилитель-преобразователь с линеаризованной характеристикой;

Рис. 4.94. Б — управляемый напряжением (переменного тока) нагрузочный резистор;

Рис. 4.94. В — управляемый напряжением генератор на основе усилителя-преобразователя.

4.37. Негодные схемы

На рис. 4.95 представлена целая коллекция схем, содержащих заведомые ошибки. Пусть они немного вас позабавят и предостерегут от возможных промахов в работе. Среди них есть несколько настоящих чудищ. Можно гарантировать, что они никогда не будут работать.

Разберитесь, почему. Во всех операционных усилителях используются источники питания ± 15 В; если используются другие напряжения питания, то они указаны на схемах.

Рис. 4.95. а — регулируемый ограничитель;

Рис. 4.95.  б — выходной каскад на ОУ для усилителя звуковых частот со 100-кратным усилением;

Рис. 4.95. в — генератор треугольного сигнала;

Рис. 4.95. г — источник тока (программируемый напряжением);

Рис. 4.95.  д — источник тока на 200 мА;

Рис. 4.95.   е — усилитель постоянного тока (100-кратный);

Рис. 4.95. ж — усилитель звуковых частот со 100-кратным усилением и однополярным питанием;

Рис. 4.95. з — стабилизатор на 15 В;

Рис. 4.95. и — операционный усилитель в качестве стабилизатора +15 В;

Рис. 4.95.  к — триггер Шмитта;

Рис. 4.95. л — 10-кратный усилитель со связями по переменному току;

Рис. 4.95. м — усилитель постоянного тока с перестраиваемым усилением (х10-x100);

Рис. 4.95. н — детектор нуля;

Рис. 4.95. о — операционные усилители с переключателями;

Рис. 4.95. п — управление коэффициентом коэффициентом усиления с помощью полевого транзистора;

Рис. 4.95. р — источник тока;

Рис. 4.95.   с — интегратор со сбросом.

 

Дополнительные упражнения

( 1 ) Разработайте схему «чувствительного вольтметра». Он должен иметь Ζ вх = 1 МОм и в четырех диапазонах обеспечивать чувствительность от 10 мВ до 10 В. Используйте измерительный прибор с размахом шкалы 1 мА и операционный усилитель. Если потребуется, отрегулируйте сдвиги напряжения. Подсчитайте показания прибора при разомкнутом входе, если: (а) I = 25 пА (типичное значение для ОУ типа 411) и (б) I см = 80 нА (типичное значение для ОУ типа 741). Подумайте о том, какие ограничения следует ввести, чтобы предохранить прибор от повреждений (например, можно ограничить величину тока, чтобы она не превышала 200 % полного размаха шкалы) и защитите входы усилителя от напряжений, которые выходят за пределы питающих напряжений. Как вы думаете: подойдет ли для высокоимпедансных измерений сигналов низкого уровня ОУ типа 741?

( 2 ) Разработайте схему усилителя звуковых частот на основе ОУ типа ОР-27 (имеет низкий уровень шумов, рекомендуется для использования в усилителях звуковых частот). Усилитель должен иметь следующие характеристики: К = 20 дБ,  Ζ вх = 10 кОм, точка —3 дБ соответствует частоте 20 Гц. Используйте неинвертирующую схему, предусмотрите, чтобы спад усиления на низких частотах ослаблял влияние входного напряжения сдвига. Разработайте схему с учетом того, что влияние входного тока смещения на выходной сдвиг должно быть минимальным. Учтите, что источник сигнала подключен через конденсатор.

( 3 ) Разработайте схему расщепления фаз (фазоинвертора) с единичным коэффициентом усиления (см. гл. 2 ) на основе ОУ типа 411. Схема должна иметь высокое входное и низкое выходное сопротивления. Учитывая ограничения по скорости нарастания, оцените грубо максимальную частоту, на которой можно получить полный размах сигнала (27 В от пика до пика при использовании напряжения питания +15 В).

( 4 ) Усилители мощности звуковых частот El Cheapo на верхних частотах возбуждаются из-за начинающегося с частоты 2 кГц (точка +3 дБ на характеристике) нарастания усиления +6 дБ/октава. Разработайте простой RС-фильтр, который можно было бы включить между предусилителем и усилителем для компенсации возбуждения. При необходимости RC-фильтр можно построить на ОУ типа AD611 (еще одна интегральная схема, рекомендуемая для использования в звуковом диапазоне частот) Для предусилителя  Ζ вых = 50 кОм, а для усилителя  Ζ вх = 10 кОм.

( 5 ) Операционный усилитель типа 741 используется в качестве простого компаратора с одним заземленным входом, т. е. в качестве детектора нулевого уровня. На второй вход поступает синусоидальный сигнал с амплитудой 1 В (частота 1 кГц). Чему равно напряжение на входе, когда напряжение на выходе проходит через уровень 0 В? Предположите, что скорость нарастания составляет 0,5 В/мкс, а напряжение насыщения выхода равно +13 В.

( 6 ) На рис. 4.92 дан пример схемы преобразователя отрицательного сопротивления, (а) Чему равно ее входное сопротивление? (б) Диапазон выходного напряжения ограничен значениями U + и U_ . Каков диапазон входного напряжения, в котором схема работает без насыщения?

( 7 ) Представьте только что рассмотренную схему в виде эквивалентного «черного ящика» с двумя выводами (рис. 4.93). Как с помощью этого двухполюсника построить усилитель постоянного тока с коэффициентом усиления —10? Почему нельзя сделать усилитель постоянного тока с коэффициентом усиления +10? (Подсказка: в определенном диапазоне сопротивлений источника схема работает как «защелка». Чему равен этот диапазон? Какие меры могут, на наш взгляд, здесь помочь?)