Глава 21. Стабилизатор напряжения — тонкости и нюансы
«Аматор»: Ну тогда вам, Спец, и карты в руки!
«Спец»: Вот какую принципиальную электрическую схему электронного стабилизатора напряжения я предлагаю сперва для обсуждения, а затем для реализации (рис. 21.1).
«Незнайкин»: Есть моменты в этой схеме, которых я не понимаю совершенно! Например, какую функцию выполняет транзистор КП103К?
«С»: Очень важную, дорогой Незнайкин! Этот типичный jFET, имеющий канал p-типа, включен в качестве СТАБИЛИЗАТОРА ТОКА. Этот стабилизатор тока удобен именно тем, что выполняется по схеме БЕЗ использования вспомогательного напряжения, благодаря чему это дает возможность включить его как ДВУХПОЛЮСНИК.
Его внутреннее сопротивление (как источника тока) несколько превышает 500 кОм! Второе преимущество этой «простой» схемки — работа в области «термостабильной» точки, что делает величину Iс. ст (тока стока) независимой от температуры окружающей среды…
«А»: Если я верно понял, ток стока полевого транзистора затем разделяется и одна часть его является базовым током транзистора КТ312, а другая — является коллекторным током транзистора VT6. Интересно вот только, как соотносятся между собой эти части. А также — зачем потребовалось такое странное включение транзисторов VT2, VT3 и VT4?
«С»: Это «странное» включение называется СХЕМА ДАРЛИНГТОНА или иначе — СОСТАВНОЙ ТРАНЗИСТОР.
Служит она только для получения на основе «обычных» транзисторов «прибора» со сверхвысоким значением В. Обычной величиной является 20000 — 50000! Следовательно, без учета воздействия суммарного Iко (обратного коллекторного тока), для нормальной работы VT4, при среднем токе нагрузки стабилизатора 300 мА, необходим базовый ток около 6 мА. Для VT3 базовый ток равен приблизительно 300 микроампер. Откуда базовый ток VT2 — 5 микроампер!
«Н»: Значит при этом из 200 микроампер, которые обеспечиваются источником тока на jFET VT1, собственно в базу VT2 идет 5 микроампер, а на долю коллекторного тока VT6 остается 195 мкА? А этого хватит для нормальной работы КТ315?
«С»: Вполне! Вообще запомни, что планарно-эпитаксиальные транзисторы типа КТ315; КТ312; КТ342 и подобные им, уже при коллекторных токах от 100 микроампер и выше имеют высокие значения В!
«А»: А какую задачу выполняет VT5?
«С»: Представь себе, что жизнь сложилась так, что напряжение Uвых по каким-то причинам уменьшилось. Тогда его значение понизилось и на базе VT6. Следовательно, уменьшится и ток коллектора Iк транзистора VT6. И, естественно, эмиттерный ток тоже.
Так вот, не будь транзистора VT5, потенциал эмиттера VT6 уменьшился бы тоже. Но VT5 реагирует на это увеличением своего коллекторного тока, компенсируя тем самым начавшееся было уменьшение потенциала на эмиттерном резисторе R3.
«А»: Иными словами, «свято место пусто не бывает»! Но ведь ток коллектора VT6 все равно уменьшился?
«С»: Без вариантов! Теперь он равен уже не 195 мкА, а, например, 185 мкА или даже меньше! Что же произойдет дальше?
«А»: Я полагаю, что поскольку стабилизатор тока на jFET стойко держит свои 200 мкА. (и никаких гвоздей), a VT6 свои прежние 195 мкА коллекторного тока брать на себя не желает, а «согласен» только на 185 мкА, то эти самые 10 мкА пойдут в базу VT2, увеличивая, тем самым проводимость составного транзистора.
«С»: Все так! Это приводит к тому, что проводимость VT4 — увеличивается, а его напряжение коллектор-эмиттер УМЕНЬШАЕТСЯ. Следовательно, это приводит к возрастанию Uвых!
«Н»: Ну, а если Uвыx почему-то увеличилось?
«А»: В этом случае VT6 начинает увеличивать свой эмиттерный ток. Потенциал его эмиттера при этом ВСЕ РАВНО НЕ ИЗМЕНИТСЯ, поскольку VT5 соответственно, уменьшит значение коллекторного (а значит и эмиттерного) тока. Но базовый ток составного транзистора — уменьшится. Следовательно, уменьшится проводимость VT4. Таким образом, система автоматического регулирования «отрабатывает» все изменения выходного напряжения, немедленно компенсируя их!
«С»: Вот и разобрались! Какие еще неясности?
«Н»: Зачем в схеме конденсатор С4?
«С»: Для предотвращения возможного самовозбуждения схемы.
«Н»: А почему применено такое странное параллельное включение конденсаторов С1 и С2?
«А»: Этого момента спервоначала не понимают многие… Дело в том, что любой конденсатор С можно рассматривать, как последовательный колебательный контур, образуемый не только емкостью С, но и собственной паразитной индуктивностью Lc! А электролитические конденсаторы характеризуются вполне ощутимой собственной индуктивностью. Чтобы «закоротить» эту индуктивность, практикуют параллельное с электролитом подключение КЕРАМИЧЕСКОГО конденсатора.
«Н»: Мы рассмотрели работу стабилизатора напряжения (СН) на +12 вольт.
А как устроена схема СН на-12 вольт? В ней есть какие-либо принципиальные отличия?
«С»: Все транзисторы заменяются своими комплементарными аналогами. Изменяются полярности подключения стабилитронов и электролитов. Единственный транзистор, который остается тем же — это jFET типа КП103!
«А»: Именно из-за того, что наш стабилизатор тока — ДВУХПОЛЮСНИК, достаточно просто поменять местами его выводы «а» и «б»!
«С»: Большего и не требуется!
«А»: Но все же мне непонятно одно! Ведь есть же неплохие интегральные стабилизаторы напряжения серии К142ЕН… Почему бы не применить их?
«С»: Если ты внимательно ознакомишься с их параметрами, то заметишь, что их коэффициент стабилизации как по напряжению, так и по току оставляет желать много лучшего.
«Н»: А что это такое — КОЭФФИЦИЕНТ СТАБИЛИЗАЦИИ?
«С»: КОЭФФИЦИЕНТ СТАБИЛИЗАЦИИ ПО НАПРЯЖЕНИЮ равен отношению изменения напряжения на входе схемы СН к вызванному им изменению напряжения на выходе схемы СН при некотором токе нагрузки.
Обычно ток нагрузки приравнивается к номинальному.
K ст = ΔU вх /ΔU вых .
Величина, обратная Кст называется КОЭФФИЦИЕНТОМ НЕСТАБИЛЬНОСТИ.
«Н»: Тогда коэффициент стабилизации по току, означает, как изменяется выходное напряжение при изменении выходного тока в некотором промежутке значений?
«С»: Да, при изменении тока нагрузки от минимального до максимального при условии, что входное напряжение не меняется!
«А»: Но ведь в реальных схемах меняются в некоторых пределах, случайным образом, и входное напряжение, и ток нагрузки?
«С»: Несомненно! Поэтому и говорят о некотором суммарном коэффициенте стабилизации. Так вот, на микросхемах 142 серии этот показатель получается в 3–5 раз хуже, чем в предложенной нами схеме.
«Н»: То есть имеет смысл немедленно взяться за ее изготовление?
«С»: Не раньше, чем мы выясним еще один важный вопрос. Самым мощным, естественно, является транзистор VT4, который называется ПРОХОДНЫМ. Но как вы считаете, что произойдет, если закоротить клемму Uвых на землю?
«А»: Ток проходного транзистора резко возрастает, поскольку ничем не ограничен. А всё напряжение, которое в состоянии обеспечить выпрямитель приходится на переход коллектор — эмиттер VT4. Мощность значительно превышает максимально допустимую и транзистор, естественно, полностью выходит из строя. Пробой транзистора означает, что на выходе будет повышенное нестабилизированное напряжение, которое станет представлять опасность уже для основных электронных радиотехнических узлов.
«Н»: Но предложенный вами стабилизатор, дорогой Спец, не защищен ведь от короткого замыкания на выходе?
«С»: Вот именно для того, чтобы избежать последствий, в случае короткого замыкания выхода, я предлагаю следующее дополнение к ранее приведенной схеме (рис. 21.2).
«А»: Я так понимаю, что пока ток нагрузки (рис. 21.2, а) не превышает некоторый максимально допустимый, например 500 мА, падение напряжения на резисторе R13 недостаточно для отпирания VT1. Следовательно, его коллекторный ток можно считать равным нулю. Но в этом случае заперт и VT2. Следовательно, коллекторный ток VT2 так же равен нулю!
«С»: Верно! Ну, а в случае короткого замыкания на выходе?
«А»: В этом случае падение напряжения на Rдат превышает 0,6 В. VT1 переходит в состояние насыщения и его коллекторный ток «отопрет» транзистор VT2. В свою очередь, его коллекторный ток создаст на истоковом резисторе падение напряжения такой полярности, что это вызовет запирание полевого транзистора.
«С»: Процесс этот, прошу заметить, носит динамический характер. То есть максимальный ток, проходящий через проходной транзистор, очень просто подсчитывается по формуле:
I mах к.з. = 0.6∙B/R дат .
Таким образом при Rдат = 1 Ом, максимальный ток короткого замыкания буде равен 600 мА.
«А»: Действительно, VT4 будет работать в допустимом режиме по току.
«Н»: А если снять закоротку?
«С»: Стабилизатор немедленно восстановит нормальный режим работы. Предлагаемая схема в этом отношении является совершенно некапризной.
Кстати, есть прямой смысл заменить в приведенной схеме транзисторы VT3 и VT4 на один составной транзистор Дарлингтона (речь идет о рис. 21.1).
«А»: Я полагаю, это будет составной n-р-n-транзистор типа КТ825?
«С»: Совершенно верно! Помимо того, что у КТ825 сравнительно мало напряжение насыщения составной структуры (около 2 В), его максимальный ток составляет несколько ампер. Поэтому, уменьшив величину Rдат, не прибегая более ни к каким схемным изменениям, можно увеличить допустимый уровень тока нагрузки.
«Н»: А не будете ли вы столь добры представить схему стабилизатора на отрицательное напряжение?
«А»: Если никто не возражает, я сделаю это прямо сейчас (рис. 21.3).
«Н»: В этом стабилизаторе в качестве VT3 и VT4 тоже применяется составной транзистор?
«А»: Да, но типа КТ827. Он комплементарен Дарлингтоновскому транзистору КТ825.
«Н»: А сложно построить подобный стабилизатор?
«С»: Если строго соблюсти условия, которое я вам сейчас сообщу, то стабилизаторы, собранные по приведенным выше схемам, начинают работать сразу.
«А»: Интересно, в чем заключается это условие?
«С»: Обратите еще раз внимание на стабилизатор тока. Его ток стока должен быть установлен равным точно 0,2 мА. Тогда все остальные режимы устанавливаются АВТОМАТИЧЕСКИ!
«Н»: А как проще всего это сделать?
«С»: Обычно поступают следующим образом. Собирают отдельно вот такую элементарную цепь. Для ее питания достаточно обычной батарейки на 9 вольт (рис. 21.4).
«А»: В качестве измерительного прибора лучше всего использовать тестер.
«С»: Да, поставив его на предел 600 микроампер. Rист берется для начала, равным 3,3 кОм. Если ток измерительного прибора превышает требуемые 200 микроампер, то увеличивают Rист, проходя последовательно значения: 3,6 к; 3,9 к; 4,3 к; 4,7 к и т. д. Применяя транзисторы соответственных буквенных индексов, обычно при подборе требуется не более трех попыток.
«Н»: А какие буквенные индексы наиболее предпочтительны для рассматриваемой схемы стабилизатора?
«С»: Для транзисторов с p-каналом это: КП103И; КП103К; 2П103Б и 2П103В. Для n-канала можно выбирать такие транзисторы, как КП303Б, КП303В; КП303А; 2П303А (Б, В). То есть такие, паспортное значение Uотс, которых не превышает 3-х вольт.
«А»: А какого типа следует применять подстроечный резистор?
«С»: Предпочтительнее всего использовать следующие типы многооборотных подстроечных резисторов: СП5-3; СП5-2; СП5-22; СП5-1ВА. Возможно применение и однооборотных СП5-16ВА или СП5-16ВБ. А также подобных им модификаций.
Применение подстроечного резистора дает возможность ТОЧНО установить выходное напряжение. Точно — это значит до единиц милливольт!
«Н»: Но речь шла о ТРЕХ выходных напряжениях, а не о ДВУХ!? Что меняется в стабилизаторе на +7,5 вольт?
«С»: Прежде всего, вполне достаточно иметь на входе не 16, а всего 12 вольт! Схема защиты при этом не претерпевает ровно никаких изменений, кроме одного единственного. В качестве VD1 применяется стабилитрон КС168 или КС175. А вот схема дифференциального усилителя несколько иная. Да вот она (рис. 21.5).
«А»: Здесь в качестве опорного стабилитрона применен ТОЛЬКО один светодиод?
«С»: Этого достаточно вполне.
«Н»: Я хотел еще спросить о том, чего здесь нет!
«А»: Интересный поворот темы! Это не о трансформаторе ли зашла речь?
«Н»: Именно о нем!
«С»: Есть много возможностей! Следует исходить из того, по какому пути проще пойти! Можно, например, взять готовый стандартный трансформатор типа ТПП, имеющий соответствующие вторичные обмотки. Или, скажем, использовать трансформатор одного из следующих типов: ТН-33; ТН-34; ТН-36, и т. п.
Полное наименование: ТН-33-220-50; ТН-34-220-50 и т. д. Очень хорошим решением является изготовление трансформатора-тора. Это, кстати, обойдется в несколько раз дешевле. Можно использовать как самодельный, так и стандартный тороидальный трансформатор.
«А»: Действительно, сейчас можно на радиотолчке приобрести соответствующий по мощности тор с уже намотанной первичной (сетевой) обмоткой. Она обычно содержит 2200 витков. Следовательно, 10 витков на вольт! Намотать три вторичных обмотки на соответствующие выходные напряжения — труда не составит!
«Н»: Ну, это как для кого. А какие нам нужны вторичные напряжения обмоток?
«А»: Исходи из того, что нужны ДВЕ обмотки по 15 вольт и одна на 10 вольт!
«Н»: Но на принципиальной схеме (рис. 21.6) я вижу нечто ИНОЕ? На входах двух стабилизаторов 18 вольт и на входе третьего — 12 вольт?
«А»: Все учтено могучим ураганом! Входные конденсаторы «поднимают» напряжение обмотки, примерно, в 1,3 раза! Но из вновь полученного значения следует вычесть величину несколько превышающую один вольт. Это напряжение теряется на выпрямительных диодах. Как легко убедиться, напряжение на входе первых двух стабилизаторов при этом и будет составлять около 16,5 вольт. А с учетом падения напряжения на активном сопротивлении выходных обмоток — 16 вольт!
«С»: То есть именно то, что и требуется! А теперь следует определиться в токах. Учтите, что максимально допустимая мощность для тора с габаритами 50x20x10 мм составляет 25 ватт!
«А»: А хватит ли этого? Давайте прикинем. Две обмотки по 16 вольт на 0,4 ампера каждая, это 2x15x0,4 = 12 ватт. Одна обмотка на 10 вольт и 0,4 ампера — это 10x0,4 = 4 ватта. Итого: 12 + 4 = 16 ватт!
«С»: Обратите внимание, что тороидальный трансформатор весит в два — три раза меньше, чем адекватный ему по мощности обычного исполнения. И еще одно — КПД тороидального трансформатора обычно не менее 99 процентов! Кроме того, он допускает домотку обмоток, что в трансформаторе обычного типа сделать весьма проблематично!
«Н»: Ну, я для себя вопрос однозначно решил в пользу тора! А вот что относительно количества витков и диаметра провода?
«А»: Поскольку первичная обмотка содержит 10 витков на один вольт, то вторичная — тоже! Откуда следует, что: ВТОРИЧНЫЕ ОБМОТКИ 1 и 2 трансформатора Tp1 содержат по 140 витков. А вторичная обмотка Тр2 содержит 100 витков.
Что касается типа обмоточного провода, то самым подходящим будет являться ПЭВ-2 или ПЭВТЛ-2 диаметром 0,39 мм (во всяком случае не ниже 0,35).
«С»: Я посоветовал бы еще одно. Намотать на челнок, примерно, по ВОСЕМЬ МЕТРОВ этого провода, сложенного вдвое. А затем наматывать тор одновременно. Тогда параметры обмоток 1 и 2 будут одинаковыми. Намотку следует производить аккуратно, равномерно распределяя витки по кольцу.
«Н»: А третью обмотку?
«С»: Ее мы наматываем на другой тор.
«А»: Ну, а как мы поступим с питанием варикапов? Что, мотать на тор еще одну обмотку, но тонким проводом?
«С»: Ни в коем случае! Это не только не нужно, но даже вредно!
«А»: Почему вредно?
«С»: Потому что к напряжению, которое запитывает варикапы, предъявляются совершенно особые требования! Несмотря на смехотворный ток потребления, качество и стабильность напряжения должно быть высочайшим!
«Н»: Стабильность — это я понимаю. А вот что такое КАЧЕСТВО напряжения?
«С»: Этот термин следует понимать таким образом, что АМПЛИТУДА ПУЛЬСАЦИЙ выходного напряжения должна быть ИСЧЕЗАЮЩЕ малой! Так, при напряжении 30 вольт, амплитуда пульсаций не должна превышать десятых долей милливольта!
«А»: А почему так строго?
«С»: Такова суровая правда жизни, о любознательные мои друзья! Это напряжение определяет величину емкости колебательного контура генератора плавного диапазона приемника! И здесь «шутки» просто неуместны! Поэтому поступают следующим образом.
Несколько ранее я уже приводил проверенную и отлично зарекомендовавшую себя ПРАКТИЧЕСКУЮ принципиальную схему получения столь необходимых нам 30 вольт высокого качества из, как говорится, любого источника более низкого напряжения. Вспомните рис. 16.4.
«А»: Схема, я тебя узнал. Именно такую мы применили для той же цели и в первом KB-приемнике! Но мне не совсем ясно, почему генератор низкой частоты для преобразователя вы предложили транзисторный, а не на ОУ?
«С»: Во-первых, потому, что этот генератор имеет ОДНОПОЛЯРНОЕ питание! Что очень удобно!
Во-вторых, схема, при необходимости, имеет резервы использования. Снабжена она и системой автоматической стабилизации амплитуды колебаний!
«Н»: Но лампочка, выступающая элементом системы стабилизации амплитуды, сама светиться не должна?
«С»: Нисколько! Напротив, только исключительно острый глаз, да и то вблизи, в темноте, заметит, что нить лампочки слегка порозовела! Смысл применения этой микролампочки заключается в следующем. Для получения гармонических колебаний с МАЛЫМИ ИСКАЖЕНИЯМИ используют инерционно-нелинейную цепь отрицательной обратной связи. Нужный характер нелинейности обеспечивается тогда, когда с ростом амплитуды сигнала уменьшается сопротивление в цепи эмиттера транзистора задающего генератора.
«А»: То есть получается, что лампочка играет роль терморезистора?
«С»: И с величайшим успехом! На транзисторах VT3,VT4,VT5 и VT6 собран симметричный оконечный каскад генератора. Цепь обратной связи поддерживает высокую стабильность работы генератора в достаточно широком диапазоне температур.
«А»: А какие элементы данной схемы определяют рабочую частоту?
«С»: Прежде всего, это конденсатор С1. В представленном на схеме варианте, генератор выдает частоту около 8 кГц. Каскад, собранный на VT7, посредством повышающего трансформатора (собранного на ферритовом колечке) и высококачественного мостового выпрямителя, в качестве которого применена матрица 2Д906А (Б), позволяет получить напряжение около 35 вольт.
«А»: Которое затем подается на компенсационный стабилизатор, в чем-то подобный уже рассмотренным ранее, а во многом и отличающийся! Например, я не возьму в толк, зачем потребовалась микросхема там, где ранее мы обходились с помощью транзисторов?
«Н»: И что это за непонятное включение ДВУХ из них, а именно VT13 и VT14?
«С»: Во-первых, микросхема здесь использована со смыслом и по причине крайней необходимости! Строго говоря, 198НТ1 — это даже не микросхема, а МИКРОСБОРКА, где на одном кристалле сформированы ПЯТЬ транзисторов. Два из них (по схеме VT11 и VT12) имеют объединенный эмиттер.
Поскольку их параметры настолько ИДЕНТИЧНЫ, что попытаться подобрать подобную пару из дискретных транзисторов — конечно можно! Но я очень не советую! Неблагодарное это занятие!
Во-вторых, мало того, что у VT11 и VT12 одинаковые параметры! Эти транзисторы ВСЕГДА будут находиться в одинаковых температурных режимах! В том случае, если у них приблизительно одинаковы коллекторные токи, естественно! Вот что такое технология изготовления транзисторов на ОДНОМ кристалле!
«А»: То есть самая подобранная пара дискретных транзисторов, именно в силу того, что они собраны в разных корпусах, ВСЕГДА будут проигрывать ИНТЕГРАЛЬНОЙ паре?
«С»: Для подобных приложений — ВСЕГДА! Но температурные условия для остальных трех транзисторов микросборки тоже одинаковы! Это позволяет говорить о существовании глубокой обратной связи по температуре. В результате вышесказанного и нестабильность, и температурный дрейф ВСЕГДА будут в несколько раз лучше, чем у тех же схем, но собранных на дискретных транзисторах! Заметьте, в описываемых стабилизаторах напряжения мы широко используем эти особенности микросборок.
«Н»: А почему же, в таком случае, ранее мы применили подобное решение только для питания варикапов?
«С»: Нужды не было! Поскольку, например, питание гетеродинов будет осуществляться не от общих, а от автономных специализированных СН. А в них основой схемы и будут подобные решения!
«А»: Что касается включения транзисторов VT13 и VT14, то, как я понимаю, с их помощью получают опорное напряжение?
«С»: Да, именно эта схема, или ее модификации, применяется в интегральной электронике. Она позволяет получить высокостабильное опорное напряжение при сквозном токе, равном ВСЕГО 100 микроамперам!
«А»: Да это раз в 50 меньше, чем обычно?
«Н»: Ну, а что все-таки представляет собой сам повышающий трансформатор?
«С»: Колечко из феррита, как я уже говорил. Марки 600НН или 1000НН. Типоразмер: К12,0x6,0x4,5. Или К13,0x5,5x5,0. В любом случае первичная обмотка содержит 80 витков провода ПЭВ-2-0,15 или ПЭВ-2-0,13. Параметры вторичной обмотки: 330 витков, равномерно намотанных по кольцу проводом ПЭВ-2-0,1. Лучше всего количество витков вторичной обмотки — подобрать.
«А»: А конструктивно?
«С»: Рисунок печатной платы будет представлен позднее. Но весь этот узел собирается на основе миниатюрных компонентов, на единой плате. Конструктивно он НЕ входит в состав силового блока стабилизаторов напряжения. И размешается отдельно, поближе к варикапам ГПД.
Глава 22. Схемотехника полосовых диапазонных фильтров
«Аматор»: Снявши голову, по волосам не плачут! Мы с Незнайкиным за эти дни изготовили и отладили стабилизатор напряжения по предложенной Вами, уважаемый Спец, и прочувствованной нами принципиальной электрической схеме. Теперь можно было бы приступить и, собственно к приемнику, я полагаю?
«С»: Давно пора! И начнем мы, прежде всего, вот с какого момента… Вы не припомните, друзья, с чего начинается театр?
«Н»: Я слышал, что классики настаивают на том, что театр начинается с вешалки!
«С»: И они совершенно правы! Впрочем, на то они и классики! Но, в таком случае, радиоприемник начинается с определения ДИАПАЗОНА ПРИНИМАЕМЫХ ЧАСТОТ!
В нашем случае, в этот диапазон должны входить ВСЕ короткие волны! Причем не в печальном советско-обрезанном виде, а начиная с 10-метрового диапазона!
«А»: Но ведь официально, KB-диапазон начинается с 11 метров?
«С»: Читай чаше классику, дружище! Как говаривал незабвенный Коровьев Фагот — ВСЕ ЭТО ЗЫБКО И УСЛОВНО! Да вот, чтобы за примером далеко не ходить! Вот передо мной журнал «Радио-Аматор» № 8 за 1996 г. В интереснейшей статье А. Егорова читаем: «В общем случае короткими волнами (КВ) считают волны длиной 10—200 метров (частоты 1,5—30 МГц), хотя в прошлом выпуске рубрики участок волн 100–200 метров мы причислили к СРЕДНИМ волнам. Дело в том, что с физической точки зрения четкой границы между этими диапазонами НЕТ… в приемной аппаратуре (особенно служебной) KB-диапазон начинается с 1,5 МГц».
Так вот, я предлагаю верхней границей приема считать 30 МГц!
«Н»: …Согласие есть продукт непротивления…
«А»: Ты, Незнайкин, славно излагаешь! Но, уважаемый Спец! Это сколько же потребуется поддиапазонов!? Давайте подсчитаем… Итак: 11 м; 13 м; 16 м; 19 м; 25 м; 31 м; 41 м; 49 м; 65 м; 75 м. Итого — десять поддиапазонов! Это только в области коротких волн! А если сюда еще прибавить ДВ; СВ и УКВ?
«С»: Не хотел я об этом, но если ты так настаиваешь… Ты, надеюсь, заметил, что на КВ есть участки, которые не принимаются вообще?
«А»: Естественно заметил…
«С»: Кроме того, на Всемирной административной конференции по радиовещанию, проходившей в 1992 году, было принято решение о введении в эксплуатацию в начале 21 века НОВЫХ КВ-поддиапазонов!
Еще по одному на участках 16 м; 19 м; 25 м; 31 м; 41 м и 49 м! Кроме того, вводятся новые поддиапазоны: 22 м и 15 м. Так что смело можешь их тоже приплюсовать к перечисленным тобой ранее…
«А»: Но ведь в иностранных радиоприемниках тоже применяется разбиение на растянутые КВ-диапазоны!
«С»: Да, применяется! Но ранее только в дорогих, а теперь во многих моделях даже среднего класса предусмотрена возможность перехода на НЕПРЕРЫВНУЮ ШКАЛУ приема! Мы ведь упоминали, например, «Satellit 6001»?
Там предусмотрена такая возможность!
«Н»: А почему вообще нельзя вместо растянутых КВ-поддиапазонов ввести непрерывную шкалу?
«С»: Ввести можно! Но вот будет ли от этого толк? Дело в том, что все упирается в проблему шумов и помех!
Применение растянутых поддиапазонов ограничивает полосу приема в каждом из них величиной, находящейся в пределах от нескольких сотен килогерц до величины, несколько превышающей 1 МГц! Применение во входных контурах резонансной перестройки не спасает ситуацию. Поскольку, особенно на высокочастотных участках КВ, даже в этом случае настройка не может быть сделана достаточно острой.
«А»: Получается, что, расширив поддиапазон, мы только увеличим уровень помех?
«С»: Если исходить из прежних схемных решений, то да! Но не забывайте, что нами Принята иная концепция — радиоприемник с преобразованием первой промежуточной частоты ВВЕРХ! В этом случае вместо резонансного усилителя радиочастоты, стоящего в прежних моделях ПЕРЕД смесителем, мы применяем ШИРОКОПОЛОСНЫЙ усилитель радиочастоты, перекрывающий ОДНОВРЕМЕННО ВЕСЬ КВ-диапазон!
«А»: Но как же сильно, в этом случае, возрастет уровень помех!
«С»: Природа парадоксальна! Применение широкополосного УВЧ, прежде всего, приводит к УМЕНЬШЕНИЮ искажений! Что же касается помех, то ситуация здесь следующая. Многолетние исследования на сей счет, проводившиеся специалистами различных стран, показали, что наиболее рациональным является применение, так называемых, ПОЛУ РАСТЯНУТЫХ поддиапазонов!
В нашем случае предлагается следующее разбиение:
1-ый поддиапазон — 30,0—25,0 МГц;
2-ой поддиапазон — 25,0—22,0 МГц;
3-ий поддиапазон — 22,0—18,0 МГц;
4-ый поддиапазон — 18,0—15,0 МГц;
5-ый поддиапазон — 15,0—12,0 МГц:
6-ой поддиапазон — 12,0–9,0 МГц;
7-ой поддиапазон — 9,0–7,0 МГц;
8-ой поддиапазон — 7,0–5,0 Мгц.
«А»: Что это дает?
«С»: Прежде всего, мы исключаем малоэффективные перестраиваемые резонансные системы из входных цепей. Технически, перечисленные выше диапазоны, будут сформированы на основе, так называемых, ПОЛОСОВЫХ ФИЛЬТРОВ.
«Н»: А что такое полосовой фильтр?
«С»: Для пояснения этого обратимся к старому методу, который никогда нас не подводил — к рисунку! Представим себе, что необходимую нам полосу пропускания Δf, мы пытаемся сформировать с помощью одиночного колебательного контура, АЧХ которого, как известно, напоминает «колокол» (рис. 22.1).
«А»: Но очевидно, что нормальная ситуация будет только на частоте f0, поскольку по мере удаления от этой частоты сигнал на входе приемника будет падать, что равнозначно ухудшению чувствительности.
«Н»: И, кроме того, пьедестал «колокола» предоставит неплохую возможность проникать на вход приемника помехам и сигналам частот, которые лежат ВНЕ полосы пропускания Δf!
«С»: Вы все правы! Помимо всего прочего, это ведь приводит еще и к увеличению полосы шумов! В общем, пора подвести итог!..
Характеристика, которую имеет ОДИНОЧНЫЙ колебательный контур, нам совершенно не подходит! Ну, а какую характеристику мы могли бы считать ИДЕАЛЬНОЙ?
«А»: Прямоугольную, с шириной полосы основания точно равной Δf1!
«С»: Умри — лучше не скажешь! Но… «гладко писано в бумаге, да забыли про овраги, а по ним ходить!» Над формированием подобных ИДЕАЛЬНЫХ характеристик радиоинженеры бьются уже десятки лет! В разных радиосистемах, путем применения сложных контуров, удается в той или иной степени ПРИБЛИЗИТЬСЯ к этому идеалу!
Кстати, именно эта задача сейчас и стоит перед нами…
«А»: Ну, а что Вы можете предложить по этому поводу, уважаемый Спец?
«С»: Систему полосовых фильтров, которые давно исследованы и применяются в некоторых профессиональных американских приемниках. Вот ее основной «кирпичик». Я изобразил ниже типичную АЧХ такого полосового фильтра для случая нашего самого высокочастотного поддиапазона 25,0-30,0 МГц (рис. 22.2)!
«А»: На этой схеме я вижу ТРИ катушки индуктивности. Но что приятнее всего — ВСЕ они очень просты! На них нет отводов. И на каждом каркасе размешена только одна обмотка!
«С»: А это, как мы еще не раз убедимся, исключительно выгодное обстоятельство!
«Н»: А что означают значки со стрелками возле каждой индуктивности?
«А»: Так принято изображать наличие в катушке перестраиваемого сердечника. В нашем случае применяются сердечники на основе карбонильного железа. Цилиндрические, резьбовые.
«Н»: Но верхний участок АЧХ не совсем плоский!
«С»: В данном случае лучшего просто не требуется!
Вот таким образом, с помощью подобных полосовых фильтров, общим числом — ВОСЕМЬ, будет перекрыт, без каких-либо пропусков, интересующий нас диапазон коротких волн!
«А»: А почему мы «забыли» участок от 1,5 до 5 МГц?
«С»: Мы не забыли, просто, как мне представляется, это не очень интересный для «путешествий по эфиру» участок! Но в чем проблема? Добавь еще парочку полосовых фильтров и все дела…
«А»: Меня еще интересует такой вопрос: а как все это должно коммутироваться?
«С»: С помощью миниатюрных специализированных реле. Тем более, что имеется некоторый нюанс, очень неприятный, который совершенно не учитывался ранее. Представьте себе, что мы выбрали один из поддиапазонов и осуществляем на нем прослушивание радиостанций. Что в это время будет происходить с остальными полосовыми фильтрами?
«Н»: С теми, которые в данный момент НЕ ПОДКЛЮЧЕНЫ ни к антенне, ни к усилителю?
«С»: Совершенно верно! Итак…
«А»: Ну и странный вопрос! Они же ни к чему не подключены, вы же сами сказали! Да ничего в них не может происходить… Их как будто вообще нет!
«С»: Вот именно — «как-будто»! А они, между прочим, есть! И, представьте себе, живут своей нормальной электромагнитной жизнью! КАЖДЫЙ из неподключенных полосовых фильтров, воспринимает окружающую электромагнитную обстановку! А равно и спектральные всплески, возникающие в различных точках приемника. И ОТВЕЧАЕТ на это ДЕСЯТКАМИ ПОЛНЫХ ПЕРИОДОВ затухающих в этих полосовых фильтрах колебаний, порожденных этими всплесками! И наводит их не только в себе, но и в катушках РАБОТАЮЩЕГО В ДАННЫЙ МОМЕНТ диапазона!
«А»: Ничего себе! А ведь и правда, я не встречал еще, чтобы во входных контурах в отдельные латунные экраны помещались диапазонные катушки!
«С»: А как можно видеть то, чего не существует? Но все эти катушки, в действительности, ОЧЕНЬ чувствительные компоненты! Поэтому размещение всего блока полосовых фильтров под общим экраном (как это давно делается в профессиональных приемниках) вопрос закрыть не может!
«Н»: Ну, а разве применение реле может помочь в этом вопросе?
«С»: И еще как! Особенно в том случае, если их подключить так, как показано на рис. 22.3.
«Н»: А сокращения «Н.Р.» и «Н.З.» — означают НОРМАЛЬНО РАЗОМКНУТЫЙ и НОРМАЛЬНО ЗАМКНУТЫЙ контакты?
«А»: Правильно! Тем более, что этот вопрос был задан тобой в качестве чисто риторического!
«С»: Таким образом, все полосовые фильтры, кроме задействованного, полностью закорочены на землю (на корпус прибора). Поэтому НИКАКОГО мешающего влияния они не оказывают. Их обмотки запитываются постоянным током, поэтому подводящие провода могут иметь значительную длину и, в то же время, не являться источником помех и наводок!
«А»: Получается, что применение миниатюрных реле типа РЭС-49 в полосовых фильтрах способно отлично справиться с решением задачи переключения и коммутации КВ-поддиапазонов. Ну, теперь выход блока полосовых фильтров можно через аттенюатор прямо подключить ко входу широкополосного УВЧ!
«С»: Да, если бы вопрос высокочастотного аттенюатора был нами уже решен. Мы уже говорили о том, какой электронный компонент можно взять за основу такого ВЧ-аттенюатора?
«А»: Ну да, мы ведь говорили о р-i-n-диодах… Но еще никак не комментировали пригодность для этой цели ОПТРОНОВ. Мне также приходилось встречать схемы очень простых, но эффективных ВЧ-аттенюаторов, представляющих из себя Т-образное включение резисторов, которые можно подключать в ВЧ-цепи также с помощью контактов реле. Так какой же принцип выбрать?
«С»: Оптроны для этой цели не годятся только из-за того, что минимальное сопротивление их резисторного элемента составляет СОТНИ ОМ. А в ВЧ-цепях необходимы значительно меньшие величины.
«А»: В идеале, близкие к нулю?
«С»: В идеале, ДА!
«Н»: А почему, в конце-концов, не применить схему на р-i-n-диодах? Что, там настолько сложная схема управления?
«С»: Схема, как схема! Основные сомнения относительно р-i-n-диодов возникают только тогда, когда речь заходит об их линейных свойствах по отношению к ВЧ-сигналу. Особенно в том случае, если ВЧ-сигнал имеет достаточно большую амплитуду…
«А»: Но релейные, простые аттенюаторы могут работать только в двух режимах. Или включен, или не включен! А если включен, то ослабляет входной сигнал в определенное число раз. В то время как р-i-n-диоды позволяют ПЛАВНО регулировать величину сигнала! Они, следовательно, хорошо поддаются непрерывному регулированию!
«С»: В том то и дело! Ведь мы, применяя простейший аттенюатор, должны выбирать одно из двух. Или мы просто выводим на панель управления приемника тумблер, посредством которого осуществляем включение Т-образного (или П-образного) резисторного делителя в те моменты, когда, как нам кажется, это требуется.
Или же мы вводим дополнительную электронную систему, которая сама управляет моментом включения — выключения аттенюатора, но если уровень входного сигнала будет колебаться как раз на грани срабатывания автоматики, то слушать станцию будет очень неприятно.
«Н»: Так как же поступить?
«С»: Я предлагаю следующее.
Вот здесь я привожу схему простейшего аттенюатора. Если вы не захотите экспериментировать — примените именно ее! Как самый простой вариант. В этом случае управление аттенюатором осуществляется вручную или автоматически с помощью реле типа РЭС-49 или РЭС-80 (рис. 22.4).
«А»: Ну, а второй вариант, с использованием р-i-n-диодов?
«С»: Этот вариант мне лично представляется даже более предпочтительным. Используя достаточно простой р-i-n-аттенюатор, на диодах типа КА-509А, можно добиться очень неплохих результатов. Так я, в свое время, проводил подобные эксперименты. В диапазоне частот, соответствующем КВ.
«Н»: А как относительно их нелинейных свойств?
«С»: Имеются в виду р-i-n-диоды? Должен сказать, что уже при токе управления 4–5 мА, р-i-n-диоды типа КА-509А имеют ничтожное прямое сопротивление. При этом НИКАКОГО искажения формы входного сигнала я не наблюдал!
«А»: А какова была максимальная амплитуда входных сигналов в ваших экспериментах?
«С»: Около 300 милливольт! Большие сигналы меня просто не интересовали!
«А»: Ну, а как насчет пределов регулировки?
«С»: Все зависит от тока управления. При его уменьшении до нуля, во всех участках KB-диапазона наблюдалось почти полное непрохождение сигнала. Поэтому, входной аттенюатор для нашего приемника будет иметь следующую принципиальную схему (рис. 22.5).
«А»: А что представляет из себя схема управления?
«С»: Мы займемся ею несколько позднее. Вот теперь-то и настала пора определиться со схемой малошумящего широкополосного усилителя высокой частоты.
Именно с обсуждения этого вопроса и начнется наша следующая встреча.
Глава 23. Схемные особенности УВЧ и гетеродинов
«Аматор»: Готовясь к сегодняшней беседе, мы с Незнайкиным пересмотрели массу литературы, касающейся усилителей радиочастоты.
«Спец»: Может поделитесь и со мной полученными знаниями?
«Незнайкин»: Ну, прежде всего, во многих книгах вместо понятия «усилитель высокой частоты» или УВЧ, фигурирует УСИЛИТЕЛЬ СИГНАЛЬНОЙ ЧАСТОТЫ — УСЧ. Или также УСИЛИТЕЛЬ РАДИОЧАСТОТЫ — УРЧ.
«С»: Дельно подмечено. Хотя, в сущности, это всего лишь игра в терминологию. Тем не менее, мы примем это во внимание. Итак?…
«А»: В УСЧ в области умеренно высоких частот наибольшее распространение получили схемы с общим эмиттером (ОЭ). Это в том случае, если применяются биполярные транзисторы. Если используются FET, то их адекватным включением является схема с общим истоком (ОИ). Как уже говорилось ранее, схемы с ОЭ или ОИ позволяют получить НАИБОЛЬШЕЕ усиление по мощности.
Можно использовать как германиевые, так и кремниевые транзисторы. Последние более экономичны и стабильны при повышенных температурах.
«С»: Согласен, но есть и еще один нюанс. Новые разработки германиевых транзисторов почти не проводятся, а вот кремниевых — сколько угодно.
«А»: Но в литературе, в основном, приведены схемы селективных или избирательных усилителей, нагрузкой которых являются перестраиваемые по частоте колебательные контура. Это поясняется тем, что необходимо обеспечить высокую чувствительность радиоприемного устройства за счет предварительного усиления полезного сигнала и его частотной селекции от помех.
«С»: Все это так. И в то же время, как говорил Шельменко-денщик: «трошечки, да не так!»
Действительно, до сих пор применение высокоселективных усилителей сомнений не вызывало (и не вызывает). Во многих случаях… А вот в приемниках с ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ВВЕРХ дело обстоит ИНАЧЕ. Здесь нужен именно ШИРОКОПОЛОСНЫЙ входной усилитель. При этом, что совершенно естественно, МАЛОШУМЯЩИЙ и с хорошим ДИНАМИЧЕСКИМ ДИАПАЗОНОМ. И в то же время, попытка применить для этого АПЕРИОДИЧЕСКИЕ усилители обычного типа с резисторной нагрузкой; кроме разочарования и досады, других сколько-нибудь положительных эмоций у разработчиков так и не вызвала!
«А»: Получается, что ни селективные, ни апериодические усилители для этого не годятся?
«С»: Резистивные УСЧ (УРЧ, УВЧ) используются в диапазонах ДВ и СВ…
Но не волнуйтесь, друзья мои, все вовсе не так плохо! Как любит говорить один мой знакомый философ: «… если тебе предлагают на выбор, одно из двух… выбирай третий путь!» Так и в радиотехнике. Техническая мысль не дремала!
Вот так и вошли в жизнь усилители, основанные на использовании ШПТЛ!
«А»: Мы начинали разговор о ШПТЛ, но мне еще сложно представить себе схему усилителя, использующего этот компонент!
«С»: Я уже упоминал о том, что ШПТЛ бывают самыми разнообразными. С простыми, достаточно сложными и очень сложными обмотками. И применяются ШПТЛ не только в усилителях, но и в смесителях сигналов, для преобразования импедансов и т. п. Мне приходилось встречать достаточно разнообразные усилители на ШПТЛ. Но ВСЕ ОНИ основаны на применении ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ или ООС. Наиболее простой схемой этого типа с использованием преимуществ ШПТЛ, является так называемая R-структура. Но имеется и еще более удачная схема, основанная на, так называемой, С-структуре. Несмотря на «простоту», ВЧ-усилители на ШПТЛ, имеющие С-структуру, характеризуются ОЧЕНЬ МАЛЫМИ искажениями входного сигнала.
«А»: А как у С-структур обстоит дело со стабильностью параметров?
«С»: Я бы сказал так: ВЫШЕ ВСЯКИХ ПОХВАЛ! Поэтому я здесь привожу основную схему, которую мы будем полагать базовой (рис. 23.1).
Более того, ниже я привожу АЧХ представленного С-усилителя. Для того случая, когда ШПТЛ намотан на кольце типа М 0,16 ВТ-8 типоразмер К10x6x2 и имеет 16 витков. Коэффициент усиления каскада зависит от величины Rс. При Rс = 10 Ом, усиление по напряжению (именно его мы наблюдаем на экране осциллографа) равно 8—10. Увеличение Rс улучшает линейность, но уменьшает коэффициент усиления. Поэтому, в данном случае, взято оптимальное значение Rс.
«А»: А применить кольцо на высокочастотном феррите типа 50ВЧ или 30ВЧ, не изменяя количества витков, возможно?
«С»: Вполне… Но старайтесь придерживаться типоразмера.
«А»: АЧХ действительно имеет такую равномерность или это преувеличение?
«Н»: А какой тип транзистора лучше всего применить в усилителе?
«С»: АЧХ усилителей С-структуры на ШПТЛ действительно отличаются равномерностью частотной характеристики в широком диапазоне частот. Что касается типа транзистора, то в малошумящих усилителях из транзисторов, производимых в СНГ, можно рекомендовать только: КТ399А, КТ368А, КТ3120А.
«Н»: А если применить «семечку» — КТ315 или, например, КТ316?
«С»: Коэффициент усиления каскада упадет, примерно, в 1,5 раза! Полоса, практически, не меняется. Но, и КТ315, и КТ316 не являются оптимальными для применения в малошумящих каскадах радиоприемных устройств. Поэтому инициатива применения в этой схеме случайных транзисторов не является признаком высокого интеллекта.
«А»: Ну, теперь на очереди — гетеродин?
«Н»: А их в приемнике не меньше двух! Уточни, какой именно ты имеешь в виду?
«С»: А что тут много рассуждать? Начнем с ГПД — генератора плавного диапазона. Кстати, дорогой Аматор, я все забываю как-то узнать у тебя. На тот кварцевый фильтр, который тебе удалось раздобыть, есть какие-нибудь паспортные данные?
«А»: Да, вот они! Фильтр типа ФП2П-4-1-В.
Номинальная частота — 55,5 МГц;
Ширина полосы пропускания по уровню 3 дБ — 16 кГц;
Относительное затухание в полосе задерживания — 60 дБ;
Затухание вносимое — 0,2 дБ;
Сопротивление нагрузки: R вн. вх , кОм — 2; R вн. вых , кОм — 2;
Емкость нагрузки: С н. вх , пФ — 50.
«С»: Ну что же, неплохо. Но, чтобы вышесказанное было более наглядным, попробуем изобразить АЧХ этого фильтра на фоне АЧХ обыкновенного селективного усилителя ВЧ, которую так любят приводить в монографиях по радиотехнике многие авторы (рис. 23.2).
«Н»: То есть, даже обыкновенный контур, имеющий Q = 100 обладает в ТРИДЦАТЬ ПЯТЬ РАЗ более широкой полосой пропускания, чем кварцевый фильтр ФП2П-4-1-В! Значит и ШУМИТ этот фильтр в 35 раз меньше?
«С»: Совершенно верно! Даже не в 35, а, примерно, в 50, если принять во внимание наличие «пьедестала» в колебательном контуре! Поэтому самое лучшее, что нам остается сделать, при использовании этого фильтра, это — постараться не растерять те великолепные возможности, которые могут обеспечить кварцевые фильтры подобного класса!
«А»: Не имей мы этого фильтра, эквивалентная добротность которого достигает 5000, подобной характеристики нам не получить!
«С»: Ну, это преувеличение! «Цепь Юзвинского» позволяет получить такую же характеристику. Но в этой цепи немало преобразователей и активных элементов. Она потребляет ток и ее «принципиалка» значительно сложнее.
«Н»: Но мы говорили о ГПД?
«С»: Вот о нем-то и речь! Теперь, имея РЕАЛЬНЫЙ фильтр, мы ЗНАЕМ, что наша ПЕРВАЯ ПРОМЕЖУТОЧНАЯ ЧАСТОТА равна 55,5 МГц! Теперь известны и частотные параметры ГПД. В самом деле:
1-ый КВ-диапазон — 30–25 МГц; диапазон ГПД — 85,5—80,5 МГц;
2-ой КВ-диапазон — 25–22 МГц; диапазон ГПД — 80,5—77,5 МГц;
3-ий КВ-диапазон — 22–18 МГц; диапазон ГПД — 77,5—73,5 МГц;
«С»: Ну что же, неплохо. Но, чтобы вышесказанное было более наглядным, попробуем изобразить АЧХ этого фильтра на фоне АЧХ обыкновенного селективного усилителя ВЧ, которую так любят приводить в монографиях по радиотехнике многие авторы (рис. 23.2).
«Н»: То есть, даже обыкновенный контур, имеющий Q = 100 обладает в ТРИДЦАТЬ ПЯТЬ РАЗ более широкой полосой пропускания, чем кварцевый фильтр ФП2П-4-1-В! Значит и ШУМИТ этот фильтр в 35 раз меньше?
«С»: Совершенно верно! Даже не в 35, а, примерно, в 50, если принять во внимание наличие «пьедестала» в колебательном контуре! Поэтому самое лучшее, что нам остается сделать, при использовании этого фильтра, это — постараться не растерять те великолепные возможности, которые могут обеспечить кварцевые фильтры подобного класса!
«А»: Не имей мы этого фильтра, эквивалентная добротность которого достигает 5000, подобной характеристики нам не получить!
«С»: Ну, это преувеличение! «Цепь Юзвинского» позволяет получить такую же характеристику. Но в этой цепи немало преобразователей и активных элементов. Она потребляет ток и ее «принципиалка» значительно сложнее.
«Н»: Но мы говорили о ГПД?
«С»: Вот о нем-то и речь! Теперь, имея РЕАЛЬНЫЙ фильтр, мы ЗНАЕМ, что наша ПЕРВАЯ ПРОМЕЖУТОЧНАЯ ЧАСТОТА равна 55,5 МГц! Теперь известны и частотные параметры ГПД. В самом деле:
1-ый КВ-диапазон — 30–25 МГц; диапазон ГПД — 85,5—80,5 МГц;
2-ой КВ-диапазон — 25–22 МГц; диапазон ГПД — 80,5—77,5 МГц;
3-ий КВ-диапазон — 22–18 МГц; диапазон ГПД — 77,5—73,5 МГц;
4-ый КВ-диапазон — 18–15 МГц; диапазон ГПД — 73,5-70,5 МГц
5-ый КВ-диапазон — 15–12 МГц; диапазон ГПД — 70,5-67,5 МГц
6-ой КВ-диапазон — 12—9 МГц; диапазон ГПД — 67,5-64,5 МГц
7-ой КВ-диапазон — 9–7 МГц; диапазон ГПД — 64,5—62,5 МГц
8-ой КВ-диапазон — 7–5 МГц; диапазон ГПД — 62,5-60,5 МГц
Таким образом, для перекрытия всех полурастянутых КВ диапазонов, ГПД должен перестраиваться по частоте от:
fmax = 85,5 МГц до fmin = 60,5 МГц.
При этом стабильность частоты должна быть достаточно высокой!
«А»: Я полагаю, что схемы гетеродинов для обычных приемников нас не спасут?
«С»: Никоим образом, поскольку они «типичное не то»! Кроме того, перестраиваемым элементом ГПД является не конденсатор переменной емкости, а варикапная матрица. О синтезаторах частоты мы уже упоминали. Так вот, у нас они применены не будут!
Но гетеродин — дело очень серьезное, особенно в приемнике с преобразованием ВВЕРХ! Поэтому предлагаю следующую, опробованную на практике, принципиальную электрическую схему ГПД для нашего радиоприемника. В ее основе — модификация великолепной, профессиональной американской разработки!
«Н»: Так почему бы нам побыстрее не зарисовать эту «принципиалочку»?!
«А»: Что мы и делаем… Уважаемый Спец, пока мы рисуем, расскажите, чем интересна эта схема (рис. 23.3)?
«С»: Прежде всего тем, что по своим параметрам является профессиональной! Хотя бы из-за того, что наличие в задающем генераторе достаточно сильной обратной связи, позволяет получить спектрально чистый сигнал, содержащий очень мало гармоник! Да и амплитуда выходного напряжения задающего генератора весьма невелика и составляет, примерно, 0,25 вольта. Но, будучи подана на вход буферного усилителя, а с его выхода на оконечный широкополосный усилитель, достигает величины 3–5 вольт!
«Н»: Здесь на схеме я вижу, по крайней мере, два ШПТЛ! Их данные отличаются отданных ШПТЛ для УВЧ?
«С»: Да, несколько отличаются. Прежде всего, это касается количества витков. ШПТЛ, обозначенные на схеме, как Тр1 и Тр2 — одинаковы полностью! Способ намотки точно такой же, как и для ШПТЛ УВЧ. Но количество витков — 10; провод — ПЭВ-2-0,2; кольца М0,16-ВТ-8. Типоразмер: К10x6x2.
«А»: То, что варикапы запитываются высокостабильным напряжением +30 вольт, это понятно! Не зря же мы так подробно рассматривали принципиальную электрическую схему для его получения! Но вот как быть с низковольтным питанием ГПД? Запитывать непосредственно от общего стабилизатора +12 вольт?
«С»: Друзья мои! Как говорилось в сравнительно недавнем прошлом, «экономика должна быть экономной»! Бессмысленная сама по себе, эта фраза, будучи применена буквально, к вопросу низковольтного питания нашего ГПД, для нас может обернуться крушением всех надежд! Я имею в виду разрабатываемый приемник!
«А»: Иными словами, здесь экономия на качестве электропитания не проходит?
«С»: Ни в коем случае и никогда! Поэтому, не пускаясь в дальнейшие рассуждения, приведем схему прецизионного автономного стабилизатора, который всего лучше выполнить на ОДНОЙ ПЛАТЕ С ГПД. Заметьте, что входное напряжение мы берем с ВЫХОДА СН +12 вольт!
«Н»: Но вы еще не сказали, какого типа каркас используется в катушке Lк задающего генератора?
«С»: Вот здесь и используется каркас типа VI! А теперь зарисуем «принципиалочку» прецизионного стабилизатора для ГПД (рис. 23.4).
«А»: У меня вопросов не имеется. Поскольку номиналы резисторов уточним позднее.
«Н»: У меня тоже!
«С»: В таком случае, раз уж мы говорим о гетеродинах, я полагаю что здесь, ниже, мы представим и принципиальную схему второго, кварцевого гетеродина. А уже после этого перейдем к рассмотрению смесителей.
«А»: А какую частоту генерации мы принимаем для второго гетеродина, частота колебаний которого стабилизирована. кварцем?
«С»: Все зависит от того, какую мы выберем ВТОРУЮ ПРОМЕЖУТОЧНУЮ частоту. Из определенных конструктивных соображений, вторая ПЧ (промежуточная частота) выбирается равной 1,465 кГц. Итак, вторую ПЧ принимаем равной именно этой величине — 1,465 кГц!
«А»: Следовательно, второй гетеродин будет содержать кварц, частота резонанса которого — 54,045 МГц?
«С»: Вот что значит прилежно изучать в школе математику! Следует сказать, что резонансную частоту LC-генератора можно стабилизировать, если в цепь обратной связи включить кварцевый резонатор. Для обеспечения лучшей стабильности, целесообразно использовать частоту его (кварца) последовательного резонанса. В качестве исходных схем генераторов, обычно используются схемы Хартли или Колпитца.
«А»: А что они из себя представляют?
«С»: Да вот, посмотрите на рис. 23.5.
Для возникновения колебаний необходимо, чтобы колебательный контур был настроен на частоту кварцевого резонатора. Но можно выбрать частоту колебательного контура как ЦЕЛОЕ КРАТНОЕ резонансной частоты колебаний кварца и возбудить, тем самым, резонатор на соответствующей КРАТНОЙ ГАРМОНИКЕ!
«Н»: Какую же из двух схем выбирать?
«А»: Можешь кинуть монетку… А там — как ляжет! А что посоветует нам Спец?
«С»: Я просто приведу практически проверенную и хорошо зарекомендовавшую себя принципиальную схему (рис. 23.6).
«А»: Задающий генератор здесь собран по схеме Хартли, это понятно! А какие параметры имеет задающая индуктивность?
«С»: Каркас этой катушки изготовлен из фторопласта и соответствует типу V.
«Н»: А что это за включение двух транзисторов после задающего генератора?
«А»: Это одно из очень удачных схемотехнических решений — так называемая КАСКОДНАЯ СХЕМА. В данном случае применена каскодная схема с емкостной связью! Среди особых достоинств этих схем можно полагать следующие:
1. Малую внутреннюю обратную связь, почти на ДВА ПОРЯДКА меньшую, чем у обычного каскада с ОЭ. Это обеспечивает ВЫСОКИЙ УСТОЙЧИВЫЙ коэффициент усиления.
2. Коэффициент шума всей схемы равен коэффициенту шума первого каскада.
3. Выходная проводимость мала, что позволяет применять ПОЛНОЕ включение контура в цепь коллектора выходного транзистора. Это, в свою очередь, обеспечивает ВЫСОКУЮ СЕЛЕКТИВНОСТЬ.
4. Схема обладает ВЫСОКИМ ВХОДНЫМ сопротивлением, следовательно, не нагружает задающий генератор.
«Н»: А насколько эта схема требовательна к высокостабильному питанию?
«С»: Ну, в этом отношении, ВСЕ гетеродины — гурманы! Но… в разной степени. Поскольку в данном случае колебания стабилизированы кварцем, то вполне достаточно ограничиться упрощенным стабилизатором. Вот, например, таким (рис. 23.7).
«А»: Это для запитки всего генератора или только КАСКОДНОГО УСИЛИТЕЛЯ?
«С»: Только КАСКОДНИКА! Что же касается собственно задающего генератора, то, как говорится, кашу маслом не испортишь! Поэтому для задающего генератора применим вот такой, рассмотренный выше, вариант СН (рис. 23.8).
«А»: Как я понимаю, кварцевый генератор вместе с автономным стабилизатором, лучше собрать на отдельной плате?
«С»: Дружище, ты в этом абсолютно прав! Ну, а если всю эту прекрасную технику ты разместишь в аккуратном, экранированном блочке — обечайке, и выведешь его выход на ВЧ-разъем, то, кроме хорошего, ничего плохого в этом просто не будет!
«А»: Я, пожалуй, последую этому доброму, дружескому совету!
Глава 24. «Мелочам» — особое внимание!
«Спец»: После того, как мы разобрались с гетеродинами, пора взяться и за СМЕСИТЕЛИ!
«Аматор»: А вы не считаете, что на этом вопросе следует остановиться немного более подробно?
«С»: Почему бы и нет? Но, должен сказать, и задачка же это! Преобразование частоты — один из самых важнейших разделов радиотехники! И, следует заметить, один из самых непростых ее разделов. Имеется множество школ и направлений! Порой одни не понимают других…
«А»: Как в том анекдоте, где коллекционер марок возмущался по поводу того, как это можно, да как это только может в голову прийти кому-то коллекционировать спичечные этикетки?!
«С»: Отчасти… Тем не менее, современная электроника действительно в этом вопросе идет СРАЗУ ПО НЕСКОЛЬКИМ ПУТЯМ!
«Незнайкин»: Это как знаменитый граф Сен-Жермен, который выехал из какого-то города СРАЗУ через ВСЕ ВОРОТА?
«С»: Уважаю юмор! Но вот интересно, как бы вы поступили, будучи специалистами по преобразователям частоты?
«А»: Досадно, но мы с Незнайкином не можем еще считать себя таковыми…
Может быть когда-нибудь, в будущем…
«С»: Но живем-то мы в настоящем! Поэтому попытаемся здраво уяснить себе основное. Преобразование частоты сводится, в сущности, к реализации ДВУХ процессов:
а) перемножению двух переменных напряжений — СИГНАЛА и ГЕТЕРОДИНА;
б) ВЫДЕЛЕНИЮ, посредством некоего фильтра ОДНОЙ ИЗ многочисленных КОМБИНАЦИОННЫХ ЧАСТОТ, взятой нами в качестве ПРОМЕЖУТОЧНОЙ.
«Н»: То есть мы по определению, творим произвол?
«С»: В отличие от произвола политического, технический в данном случае ВО БЛАГО! В самом деле, мы можем взять РАЗНОСТЬ двух частот, но можем взять и их СУММУ!
Так вот, перемножение осуществляется посредством подачи преобразуемых колебаний в электрическую цепь, коэффициент передачи которой ПЕРИОДИЧЕСКИ ИЗМЕНЯЕТСЯ с частотой гетеродина! Однако, эта цепь должна быть КАК МОЖНО БОЛЕЕ ЛИНЕЙНА по отношению к принимаемому СИГНАЛУ.
«А»: Но, несмотря на это, в преобразователях частоты (смесителях) имеются и НЕЛИНЕЙНЫЕ элементы?
«С»: Так ОНИ-ТО и служат для получения коэффициента передачи, изменяющегося с частотой гетеродина! Поэтому можно сказать, что элементы преобразователя должны быть подобраны таким образом, чтобы оставаясь ВСЕГДА ЛИНЕЙНЫМИ по отношению К ВХОДНОМУ СИГНАЛУ, являться ВСЕГДА НЕЛИНЕЙНЫМИ по отношению к высокочастотному СИГНАЛУ ГЕТЕРОДИНА!
«А»: Но ведь это возможно только в одном единственном случае! Если НАПРЯЖЕНИЕ СИГНАЛА МАЛО ПО СРАВНЕНИЮ С НАПРЯЖЕНИЕМ ГЕТЕРОДИНА!
«С»: Блестяще!.. Кто знает, дорогой Аматор, возможно пройдут годы и ТВОЕ имя будет вписано золотыми буквами в историю покорения человечеством преобразователей частоты!
«Н»: Я горжусь тобой, дружище!
«А»: Поздравительные адреса прошу класть на краешек вон того стула!
«С»: Отдохнули?… А теперь, как сказал Бывалый, пора… на работу!
Так вот, НЕЛИНЕЙНЫМИ ХАРАКТЕРИСТИКАМИ, пригодными для преобразования частоты, обладают транзисторы, диоды, электронные лампы и многие другие приборы. Но, испытав в свое время, как преобразователи на биполярных транзисторах, так и на FET; как на варикапах, так и на лампах, могу сказать только одно.
Я выбрал вполне определенный тип преобразователя!
Преобразователь частоты на диодах Шоттки! А если еще точнее — ШИРОКОПОЛОСНЫЙ ДИОДНЫЙ КОЛЬЦЕВОЙ СМЕСИТЕЛЬ (преобразователь частоты) НА ДИОДАХ ШОТТКИ!
«А»: Кажется я где-то читал, что они не обладает усилением?
«С»: Не беда! В своей великолепной монографии «СХЕМОТЕХНИКА РАДИОПРИЕМНИКОВ» немецкий специалист Эрих Рэд довольно подробно и с большим знанием дела рассматривает эти смесители.
«А»: А что вы можете сказать о них, исходя из приобретенного опыта?
«С»: Я полностью разделяю мнение Рэда. По ходу дела — мы еще не раз уточним — почему именно! На то есть много причин. Кстати, ШИРОКОПОЛОСНЫЕ диодные кольцевые смесители называют еще ДВОЙНЫМИ БАЛЛАНСНЫМИ. Предпочтение, естественно, отдается мощным кольцевым смесителям на диодах Шоттки.
«А»: Чем же они так хороши для подобных применений?
«С»: Они, прежде всего, являются СВЕРХБЫСТРОДЕЙСТВУЮЩИМИ и ИСКЛЮЧИТЕЛЬНО МАЛОШУМЯЩИМИ! Будем также помнить, что у подобных смесителей есть целый ряд и других важных для нас параметров.
Это, скажем, ВНОСИМОЕ ЗАТУХАНИЕ А, КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА F и РАЗВЯЗКА между входами Ах. Вносимое затухание характеризуется обычно величиной не более 5,5 дБ. Шум у этих преобразователей ОЧЕНЬ МАЛ и обычно порядка 1 дБ. Что касается развязки, то здесь все зависит от разновидности используемой схемы.
«А»: Ну, а на какой схеме остановимся мы? Соответственно, какая величина развязки будет ее характеризовать?
«С»: Вот у этого смесителя величина развязки между входом сигнала и выходом смесителя имеет значение несколько превышающее 25 дБ. А вот величина развязки гетеродинного выхода и информационного входа — порядка 40 дБ (рис. 24.1).
«Н»: А какого типа диоды Шоттки могут быть здесь использованы?
«С»: Ну, прежде всего, типа КД-514А. Заметим, что предлагаемый смеситель достаточно оптимален для нашего приемника.
«А»: Сама схема смесителя представляется мне относительно простой! А как намотаны трансформаторы?
«С»: Это все та же, уже хорошо освоенная нами намотка. С одной небольшой разницей. Уже после намотки скрученной пары, одиночным проводом по ранее проложенным виткам наматывается катушка связи.
«Н»: Выводы 5 и 6 у каждого из трансформаторов — это она и есть?
«С»: Ну конечно же! Кстати, количество витков Тр2 равно 10 (как скрученной пары, так и катушки связи), а для Тр1 — 12.
«Н»: Кольцо такое же, как в УВЧ?
«С»: Да, М 0,16-ВТ-8.
«А»: То есть и в смесителе мы встречаем все те же ШПТЛ?
«С»: А ты разве очень грустишь по этому поводу?
«А»: Нисколько! Скорее из-за того, что еще не встречался с таким понятием, как ДИПЛЕКСОР.
«С»: Это еще не повод для грусти! Ведь встречался же ты с такими понятиями, как фильтр низких частот (ФНЧ), фильтр высоких частот (ФВЧ)?
«А»: А то…
«С»: Ну вот! А в мировой радиотехнике прижился очень емкий термин ДИПЛЕКСОР. Иными словами, диплексором можно считать любой фильтр, собранный на пассивных компонентах. Бывают диплексоры Г-образные и П-образные. Так вот здесь у нас применен Г-образный диплексор.
«Н»: Какова его роль?
«С»: Да вы только представьте себе, какое количество ВНЕДИАПАЗОННЫХ сигналов и гармоник может быть в самом пиковом случае в выходном сигнале смесителя! Ну и зачем они нам?
«А»: Абсолютно не к чему! Диплексор и будет способствовать их подавлению.
«С»: И притом весьма эффективно! Кстати, характеристическое сопротивление (или ИМПЕДАНС) подобного фильтра выбирается в современной радиотехнике равным 50 Ом, что позволяет великолепно согласовать его с остальными высокочастотными узлами. У а входе и выходе диплексор должен нагружаться сопротивлениями, равными его импедансу.
НЕСОБЛЮДЕНИЕ ЭТОГО правила резко ИСКАЖАЕТ кривую СЕЛЕКТИВНОСТИ! Причем именно в полосе пропускания.
«Н»: А если так не повезет, что диодов Шоттки раздобыть не удастся?
«С»: Лучше всего постараться так, чтобы удалось! Но уж если очень не повезет, а также и в том случае, если будет охота поэкспериментировать, то можно посоветовать: КД-520; КД-503; 1Д-507А. Иные германиевые диоды приведут к значительному увеличению шумов.
«А»: На чем лучше всего мотать катушки диплексора?
«С»: Используются каркасы типа I и II.
«Н»: Ну хорошо, а дальше? Выход диплексора поступает непосредственно на кварцевый фильтр?
«С»: Электроника не терпит суеты. И схемотехника, дорогой Незнайкин, в частности. Поэтому я даю здесь схему согласования кварцевого фильтра с выходом диплексора. Подобную схему предложил в свое время RC2AM.
Проверив возможности данной схемы, я и рекомендую ее вам (рис. 24.2).
«А»: Полевые транзисторы служат для развязок и согласования импедансов?
«С»: В основном для этого.
«А»: А что представляет собой собственно усилитель первой промежуточной частоты, стоящий ПОСЛЕ кварцевого фильтра?
«С»: Теоретики немецкой фирмы Роде в свое время определили, что коэффициент усиления собственно первой ПЧ не должен превышать 20 дБ или 10 раз по напряжению. Но и быть меньше этой величины не должен! Поэтому принимаем именно такое значение.
«А»: А как насчет принципиальной схемы?
«С»: Как всегда, вот и она. Посмотри в нижней части рис. 24.2
«Н»: Ну это вообще… Я мало что понимаю.
«А»: Тебя удивило обозначение VT3?
«С»: Вот что значит забывать классику, мои дорогие друзья! Помните фильм «Золото Маккены»? Самое начало? Легенду о грифе-стервятнике?
«А»: Это не там человек, увидав над своим домом кружащегося грифа, испугавшись, сбежал в далекую пустыню? А вскоре, уже в пустыне, снова увидал над своей головой все того же грифа. Он спросил грифа, как тот оказался в пустыне?…
«С»: …На что гриф ответил, что в городе он просто так навестил этого человека. А вот дожидался его именно здесь!!
«Н»: Ну и намеки у вас! Прямо мороз по коже! Что, сейчас снова в моде инфернальный юмор? Ну причем легенда о грифе к рассматриваемой схеме усилителя первой промежуточной частоты?
«А»: Я, кажется, понял причем! Вы Спец, хотите сказать, что до сих пор мы старательно обходили вопрос о двухзатворных MOSFET. Об их особенностях и использовании. Но ДВУХЗАТВОРНИК встретил нас здесь!
«С»: Я всегда любил разговаривать с высокоинтеллектуальными собеседниками, дорогой Аматор! Полагаю, что не только мы, но и электроника вообще, уже не сможет обойтись без двухзатворных MOSFET.
«А»: Согласен, но в схеме смесителя нашего приемника мы их не увидели.
«С»: Они, кстати, совсем не плохи и в схемах смесителей. Но мы пошли по иной тропе… А вот в схемах резонансных, селективных усилителей, ДВУХЗАТВОРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ — КОРОЛИ!
«Н»: «…Хорошая девочка Лида! Да чем же она хороша?»
«С»: Сейчас объясню. Любопытно, что в обычном своем (см. нашу схему) подключении, любой двухзатворный MOSFET ВКЛЮЧЕН КАСКОДНО! А преимущества каскодных схем нам уже известны. Далее, двухзатворные MOSFET характеризуются ЗНАЧИТЕЛЬНЫМ ВХОДНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ! А что из этого следует?
«А»: Это дает возможность подключать НЕПОСРЕДСТВЕННО в стоковую цепь резонансные системы. При этом, не шунтируя их, то есть сохраняя узкую полосу.
«Н»: Ну, а чем хуже обычный MOSFET?
«С»: Емкостью Миллера, например! Впрочем, некоторые конкретные цифры не помешают. Исследователи установили, что транзистор КП305 на пример, в цепи стока которого включен резонансный контур, эквивалентен на частоте 50–60 МГц сопротивлению от 2 до 3 кОм. А значит, шунтирует контур!
«А»: Ну, а двухзатворный?
«С»: А вот MOSFET типа КП306; КП350; КП327; КП359 имеют в этом случае эквивалентное сопротивление около 20 кОм! А это уже совсем иное дело!
«А»: Может это покажется странным, но я никогда не мог понять, в чем разница между КП306 и КП350?
«С»: Только в том, что КП306 более подходит для УВЧ, чем КП350. Поскольку в его техническом паспорте ОСОБО ОГОВОРЕН такой параметр, как КВАДРАТИЧНЫЙ УЧАСТОК переходной характеристики по первому затвору! Вот этот участок характеристики мы и будем сейчас использовать.
«Н»: Не могли бы вы более подробно рассказать о двухзатворных приборах?
«С»: Это огромная отдельная дисциплина! Могу только отметить, что двухзатворный MOSFET — это кристаллический аналог тетрода.
В центре канала, который обычно управляется обеднением и обогащением, помещена узкая низкоомная область — экран, который отсекает влияние поля стока на первый затвор. Это эквивалентно действию экранирующей сетки тетрода.
Двухзатворники, кроме того, характеризуются низким уровнем шумов. А также тем интересным обстоятельством, что допускают управление своим режимом по постоянному току путем изменения потенциала второго затвора.
«А»: У меня-только один вопрос! Зачем включен каскад на jFET? Что это может означать?
«С»: Только одно. Нам, просто до зарезу, нужно знать, какова реальная амплитуда сигнала на входе кварцевого полосового фильтра!
«Н»: А как мы употребим это знание? Куда его применим?
«С»: Знание (где-то по большому счету) — это сила, Незнайкин! И применять его можно широко! Но в данном случае… это уже забота радиоприемника! Поскольку выпрямленный и отфильтрованный сигнал, однозначно характеризующий Uвх фильтра, является управляющим для электронных цепей ПЕРВОЙ ПЕТЛИ АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКИ УСИЛЕНИЯ, иначе — АРУ1.
«А»: Именно этот сигнал и управляет р-i-n-диодом входного аттенюатора?
«С»: Точно так! Не желаешь ли увидеть одно из возможных практических решений этой задачи?
«А»: Еще бы нет! Заранее убежден, что эта цепь АРУ мало напоминает соответствующую цепь обычного радиоприемника, нет?
«С»: Ты, пожалуй, прав! Впрочем, вот она, суди сам (рис. 24.3).
«А»: Ну и ну! А не слишком здесь много всего нарисовано, дорогой Спец? Да и электричества такой узелок берет, очевидно, море?
«С»: А вот и не угадал, дружище! Эта схема, в действительности, полна скрытных и явных достоинств. Прежде всего, расставим все точки над «i» в вопросе расходования энергии. Ты можешь заметить, что схема содержит три операционных усилителя (ОУ) типа КР140УД1408А. Это отличные, высокоточные и, в то же время, массовые ОУ. Их ток потребления, между прочим, на уровне 0,5 мА на корпус! Что касается ОУ К140УД17, то их ток потребления — не более 10 мА.
«Н»: Как, все три ОУ потребляют только 1,5 мА?
«С»: Невероятно, но факт! Далее. Задача управления р-i-n-диодом в качестве аттенюатора не так проста. И вопрос, откуда брать для этого управляющий сигнал, дискутировался годами! Имеется значительное количество самых разнообразных вариантов схемной реализации этого узла. Поэтому то обстоятельство, что управляющий сигнал берется ДО второго преобразователя частоты, далеко не случаен. Но как его лучше получить? А если мы, проходя диапазон, встретились с очень мощной помехой? Вот почему в нашем случае применен «хитрый» детектор, который детектирует НЕ ОГИБАЮЩУЮ сигнала, а непосредственно УРОВЕНЬ НЕСУЩЕЙ!
«А»: Но на выходе широкополосного диодного детектора амплитуда постоянного сигнала очень мала. Так вот для чего здесь используется высококачественный усилитель постоянного тока, выполненный на ОУ D3, D4 и D5?!
«С»: Исключительно для этого! Вообще должен заметить, что собственно ИНСТРУМЕНТАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ (а именно так именуются дифференциальные усилители высокого качества), собранный по предложенной схеме, является стандартным, всесторонне проверенным узлом. Такая конфигурация широко используется в профессиональной аппаратуре.
«А»: Я встречал в литературе упоминание о том, что на западе такой усилитель выпускается в виде отдельной микросхемы.
«С»: Причем очень широко! Особенно преуспели в этом японские фирмы и такая американская, как BURR-BROWN. Но мы исходим из того, что имеем… Между прочим, коэффициент усиления инструментального усилителя может регулироваться в ШИРОКИХ ПРЕДЕЛАХ заменой всего ОДНОГО резистора, обозначенного, как R15. При уменьшении R15 — коэффициент увеличивается и наоборот.
«Н»: А что представляют собой узлы, собранные на D1 и D2?
«С»: Каждый из них есть ни что иное, как ИТУН. Эта аббревиатура расшифровывается как ИСТОЧНИК ТОКА, УПРАВЛЯЕМЫЙ НАПРЯЖЕНИЕМ. Вернемся к нашей задаче. Ведь ток через р-i-n-диод определяет очень многое. Этот ток ПРОХОДИТ ПО ВХОДНОМУ КОМПОНЕНТУ высококачественного приемника! Поэтому НИКАКИХ отклонений этого тока от заданной величины мы допускать не вправе! НИКАКИХ случайных импульсов, выбросов, дрейфов и т. д.!
«А»: То есть если с выхода инструментального усилителя на вход ИТУН поступает определенный сигнал, то отклонений тока не будет, даже если напряжение питания, скажем, меняется?
«С»: Ты верно ухватил суть дела!
«Н»: А почему не удалось обойтись одним ИТУНом, в нагрузке по току которого и стоит р-i-n?
«С»: Проанализируем ситуацию! Допустим, что сигнал на антенном входе достаточно МАЛ! В этом случае р-i-n-диод должен обладать МИНИМАЛЬНЫМ возможным сопротивлением для ВЧ-сигнала. Но это будет только в том случае, если через р-i-n проходит некоторый ощутимый ток (несколько миллиампер) высокого качества, то есть БЕЗ ИМПУЛЬСОВ, ШУМОВ, ПОМЕХ.
Но из этого следует, что для этого ИТУН, собранный на D1 и транзисторах VT1 и VT2, должен на своем НЕИНВЕРТИРУЮЩЕМ входе иметь НЕ НУЛЕВОЙ, а некоторый МАКСИМАЛЬНЫЙ (для данной схемы) положительный потенциал!
«А»: То есть на входе ИТУН сигнала нет, а потенциал максимальный?!
«С»: Вот в этом и соль! А между тем, это большое дополнительное удобство при наладке схемы. Регулируя величину (по схеме R5), или слегка изменяя номинал резистора R1, мы устанавливаем ОПТИМАЛЬНЫЙ ТОК р-i-n-диода при отсутствии сигнала по петле АРУ!
«А»: Наконец-то я понял! В то же время ИТУН, собранный на D2 и транзисторах VT3 и VT4, при ОТСУТСТВИИ падения напряжения на R10 не «засветит» светодиод оптрона, так?
«С»: Ну безусловно! А «темный» светодиод оптрона АОР124 соответствует МИНИМАЛЬНОЙ проводимости фоторезистора Rф. Его величина исчисляется при этом в сотнях килоом. Следовательно, никакого шунтирующего действия на R2 он не оказывает.
«Н»: Значит на входе 3 микросхемы D1 присутствует МАКСИМАЛЬНЫЙ сигнал, что и требуется?
«С»: Верно, а теперь представим другой случай, когда сигнал на выходе инструментального усилителя увеличился настолько, что потенциал на R10 стал вполне ощутим. Что тогда?
«А»: В этом случае светодиод оптрона начинает, наконец, светиться, а проводимость Rф — возрастать. Стало быть, начинает шунтировать резистор R2. Значит потенциал на входе 3 микросхемы D1 УМЕНЬШАЕТСЯ. Но это ЭКВИВАЛЕНТНО УМЕНЬШЕНИЮ ТОКА через p-i-n-структуру.
Следовательно, мы имеем дело с явным случаем РЕГУЛИРОВАНИЯ величины поступающего на УВЧ высокочастотного сигнала. Что и требовалось!
«С»: В таком случае, традиционный вопрос: какие будут предложения, пожелания, замечания, наконец?
«Н»: Знаете, Спец, электроника первой АРУ не представляется мне больше громоздкой и непонятной!
«С»: Отлично! В таком случае, как говорили прежде кавалерийские командиры — вперед! Только вперед!
Глава 25. От УПЧ2 к индикации частоты настройки
«Аматор»: Вот мы подошли и ко второму смесителю.
«Незнайкин»: Он, очевидно, такой же, как и ранее рассмотренный первый!
«Спец»: Мне бы по этому поводу да твою уверенность, дружище!
«Н»: А почему так?
«С»: Дело в том, что, прекрасные во всех отношениях, кольцевые смесители на диодах Шоттки имеют импеданс около 50 Ом. Тебе это ни о чем не говорит?
«Н»: Момент… Если мы с места в карьер подадим на такой смеситель сигнал со стока двухзатворного MOSFET, то… мы рискуем погубить ранее достигнутые успехи?!
«С»: Ну да, ведь мы уже говорили о том, что эквивалентное выходное сопротивление двухзатворного MOSFET велико! Что и делает его таким привлекательным для нагрузки, если в качестве таковой используются резонансные цепи!
«А»: Иначе говоря, без некоторой ПЕРЕХОДНОЙ ЦЕПИ здесь не обойтись? А какой она должна быть?
«С»: Америка уже, слава Богу, открыта! И нам ее «открывать» совершенно не требуется! Поэтому применим вот такую развязывающую схему (рис. 25.1).
«Н»: Так это же эмиттерный повторитель! Я прав, или я лев?…
«С»: В данном случае ты совершенно прав!
«А»: Ну, дальше, как однажды выразился «папа Мюллер» — все будет просто и неинтересно!
«С»: Считаешь?… Дальше, конечно же, последует ВТОРОЙ преобразователь частоты. Его основная задача — при помощи кварцованного гетеродина, понизить промежуточную частоту с 55,5 МГц до 1,465 МГц! Чтобы основное усиление сигнала пришлось именно на долю второго УПЧ!
«А»: Второй смеситель подобен первому. Если бы не явная разница в параметрах выходного диплексора, я бы сказал, что оба смесителя близнецы-братья!
«С»: Не так, чтобы очень! Вспомни, что есть существенная разница в диапазонах рабочих частот. А значит, в моточных данных ШПТЛ для второго смесителя. Мы, в дальнейшем, приведем все необходимые данные.
«С»: Ни материал, ни типоразмер! Моточные данные L1 и L2 — будут приведены на окончательной схеме.
«А»: Осталось рассмотреть еще принципиальную схему УПЧ2.
«С»: Не мудрствуя лукаво, просто зарисуем ее (рис. 25.2).
«А»: У меня по этой схеме есть следующий вопрос. Почему в данном случае вы применили более простой дифференциальный усилитель на D2? А не тот, более сложный, инструментальный как в схеме первой АРУ?
«С»: Причина только одна. Уровень выходного сигнала представленного здесь второго УПЧ, ЗНАЧИТЕЛЬНО ВЫШЕ, чем у первого! А значит и требования к дифференциальному усилителю постоянного тока, реализованного на D2 — не такие строгие!
«Н»: А как реализованы контурные катушки?
«С»: Использованы каркасы Тип-2. Намотка однослойная, виток к витку проводом ПЭВ-2-0,1. Вот как должна выглядеть такая катушка (рис. 25.3).
«А»: Не означает ли это, что ВСЯ высокочастотная часть разрабатываемого приемника уже представлена?
«С»: Кроме «небольшого» узелка!
«А»: Не амплитудного ли детектора?
«С»: Нет, до него еще мы не добрались… Им мы займемся, когда закончим ВСЕ вопросы, связанные с высокими частотами.
«А»: В таком случае, как я понимаю, на очереди — ЦОУ (цифровое отсчетное устройство)? Но тут нет проблем! Осталось подать на его вход ВЧ-сигнал с ГПД… и всех дел!
«С»: Ну и как ты это собираешься реализовать?
«А»: Естественно, задающий генератор я трогать не буду! И в работу переходного усилителя, собранного на jFET с общим затвором (см. принципиальную схему ГПД) вмешиваться тоже не желаю…
«С»: В этом ты весьма прав… Интуиция, дружище, тебя не подвела!
«А»: Очевидно, самым разумным решением было бы как-то так взять сигнал с выхода ГПД, чтобы не нарушить его выходной импеданс… По-моему наилучшим решением будет опять-таки эмиттерный повторитель! Нет?
«Н»: Можно, я сам попробую изобразить нужную для этого принципиальную схему?
«С»: Мы с удовольствием передаем эстафету тебе!
«Н»: Тогда вот так вот, пожалуй… Что скажете? Это все тот же рис. 25.1!
«С»: Ну, Незнайкин, молодец! Весьма неплохо! Единственное, что я бы сделал, так это отыскал бы местечко для повторителя прямо на плате ГПД, а вот ОКОНЕЧНЫЙ усилитель установил бы на плате ЦОУ.
«А»: Соединив их высокочастотным кабелем?
«С»: Только кабелем, и НИКАК ИНАЧЕ!
«Н»: А теперь можно переходить к ЦОУ?
«С»: Вот теперь-то и можно, и нужно!
«А»: Но было бы неосмотрительно не коснуться еще одного очень серьезного вопроса. Попрошу внимания… Итак, допустим, что у нас есть ГПД, который должен перестраиваться в определенном диапазоне частот (ранее мы точно определили, в каком именно).
Причем эти частоты, как в процессе настройки и отладки приемника, так и в процессе эксплуатации, мы должны четко определять! С большой точностью!.. Затем у нас есть кварцованный генератор. Частоту которого желательно проконтролировать в процессе отладки.
«Н»: А это зачем!? Ведь там же есть кварц, который все сделает за нас!
«С»: А затем, что бывают случаи, когда неправильно отрегулированный кварцевый генератор возбуждается… на ГАРМОНИКЕ кварца! В этом случае его частота может в НЕСКОЛЬКО РАЗ отличаться от требуемой! Так что Аматор здесь абсолютно прав!
«Н»: Но ведь, помимо того, у нас имеются еще и два УПЧ, частоту настройки которых тоже не мешало бы знать…
«С»: Тогда подытожим… Я понял из ваших слов, что вопрос контроля и измерения частоты вызывает у вас опасения?
«А»: Скорее некоторое недоумение. Как, в самом деле, мы сможем контролировать этот. процесс? Ведь в нашем распоряжении НЕТ мощной электронной лаборатории с десятком сложных приборов! Ну один-два раза с вашей, уважаемый Спец, помощью, мы сможем посмотреть на осциллографах формы сигналов гетеродинов…
«С»: Естественно, я помогу вам! Осциллограф, особенно высокочастотный, это сложный прибор. Его в домашних условиях не изготовить! Но… дело представляется тебе, дружище Аматор, чуть-чуть более трудным, чем оно является в действительности!
«А»: Как понимать эти слова?
«С»: Давайте спокойно обдумаем ситуацию… Форму сигнала гетеродинов мы, в случае необходимости, можем проконтролировать у меня на работе. Я сказал — в случае необходимости. Потому что хорошо спроектированный гетеродин, в подавляющем большинстве случаев, сразу обеспечивает отличную форму сигнала.
А вот контролировать ЧАСТОТУ приходится, практически, в течение ВСЕГО ПЕРИОДА настройки. Поэтому электронный частотомер — прибор просто необходимый!
«А»: Вот об этом и речь! Но купить готовый, заводской частотомер — это непростой вопрос! Требующий, к тому же, определенных финансовых резервов, которых в настоящий момент нет.
«С»: А между тем имеется БЛЕСТЯЩИЙ ВЫХОД из этой ситуации!
Промышленные, профессиональные электронно-счетные частотомеры, имеющие точность до единиц герц, содержат от семи до восьми знакомест на индикаторе. Кроме этого, они могут определять ПЕРИОД колебаний, ДЛИТЕЛЬНОСТЬ, ОТНОШЕНИЕ двух частот и т. д. Масса возможностей…
Но нам все это великолепие… НЕ НУЖНО! А вот что нам ДЕЙСТВИТЕЛЬНО НУЖНО? Вы думали над этим вопросом?
«А»: Фактически, нам необходимо контролировать частоту в диапазоне от 40 до 90 МГц с точностью до ОДНОГО килогерца!
«С»: Совершенно верно! В таком случае почему бы нам самим не сделать себе электронно-счетный частотомер, обладающий такими возможностями? Тем более, что от изготовления ЦОУ для приемника мы ведь все равно не откажемся?
«А»: А и правда, ведь такой частотомер, по своей функциональной схеме недалек от ЦОУ?
«С»: Более того, на основе такого частотомера, который, кстати, умещается ВЕСЬ на одной небольшой плате, мы и отработаем ЦОУ для нашего радиоприемника!
«Н»: А может для начала просто сделать такой частотомер? А затем оставить его в домашней лаборатории в качестве измерительного прибора? Тогда, в дальнейшем, он может послужить нам еще не один раз!
«А»: Отличная идея! Мы так и поступим! В таком случае, отчего бы не начать обсуждение схемы частотомера, на основе которого, в дальнейшем, мы и отладим ЦОУ?
«С»: Вот это как раз то самое, что я называю КОНСТРУКТИВНЫМ ПОДХОДОМ! Итак, прежде всего, прошу ответить на такой простой вопрос: что значит ИЗМЕРИТЬ ЧАСТОТУ КОЛЕБАНИЙ?
«Н»: Это значит точно определить, сколько в течение одной секунды происходит полных колебаний маятника. Или периодов электромагнитных колебаний. Или сколько за это же время проходит импульсов…
«А»: Верно! А зная число периодов за секунду ЛЮБОГО КОЛЕБАТЕЛЬНОГО ПРОЦЕССА, мы знаем и ЧАСТОТУ!
«С»: А эту самую секунду вы собираетесь определять по своим ручным часам? Или как…
«А»: Нет, зачем же… Можно посредством специальных генераторов, которые выдают импульс длительностью ровно в ОДНУ СЕКУНДУ! Как это и происходит в электронных ручных часах, например.
«С»: Короче говоря, мы прежде всего должны иметь ЭТАЛОННЫЙ ГЕНЕРАТОР ИМПУЛЬСОВ, период следования которых равен именно ОДНОЙ СЕКУНДЕ С ОЧЕНЬ ВЫСОКОЙ ТОЧНОСТЬЮ! Эта точность должна сохраняться ВО ВСЕМ РАБОЧЕМ ДИАПАЗОНЕ ТЕМПЕРАТУР прибора!
«Н»: А в процентах как это себе можно представить?
«С»: Кварцевый генератор импульсов считается весьма средним, если точность генерируемого секундного импульса поддерживается на уровне ОДНА ДЕСЯТИТЫСЯЧНАЯ ПРОЦЕНТА!
Хорошие генераторы для промышленных приборов дают точность от ОДНОЙ СТОТЫСЯЧНОЙ ДО ОДНОЙ МИЛЛИОННОЙ ПРОЦЕНТА! Но есть, например, в США радиостанция, период колебаний которой стабилизирован с точностью до ОДНОЙ МИЛЛИАРДНОЙ ПРОЦЕНТА!!
«А»: Ну, это вообще…
«Н»: Это какие же точные кварцы нужны!
«С»: Само-собой… При этом применяется еще и МНОГОКРАТНОЕ ТЕРМОСТАТИРОВАНИЕ ОБЪЕМА! В котором работают кварцевые генераторы! Так что в особо ответственных случаях рабочая температура кварцевых генераторов поддерживается С ТОЧНОСТЬЮ ДО ТЫСЯЧНЫХ ДОЛЕЙ ОДНОГО ГРАДУСА!
«Н»: А мы будем применять термостатирование?
«С»: ПОКА подобная мера НЕ ПРЕДПОЛАГАЕТСЯ. Кстати говоря, вот схема генератора секундных импульсов (рис. 25.4)!
«А»: Это оригинальная схема, или она уже применялась?
«С»: Применялась и не раз различными авторами. И зарекомендовала себя очень хорошо.
«Н»: А на какую частоту использовать КВАРЦ?
«С»: Частота стандартная — 32768 Гц! Что составляет ДВА в ПЯТНАДЦАТОЙ СТЕПЕНИ! Дело в том, что микросхема содержит в себе не только собственно генератор, но и схему двоичного делителя на 32768! Поэтому с вывода 5 микросхемы идут ОПОРНЫЕ ИМПУЛЬСЫ с периодом ОДНА СЕКУНДА или ОДИН ГЕРЦ!
Но тот же самый генератор, одновременно выдает еще несколько последовательностей импульсов: С частотой ДВА герца и ШЕСТЬДЕСЯТ ЧЕТЫРЕ герца. Кроме того, с выводов 11 и 12 микросхемы, можно наблюдать КОНТРОЛЬНЫЕ ИМПУЛЬСЫ непосредственно генератора. Их частота — 32768 Гц.
«А»: И эти импульсы используются ТОЛЬКО для формирования счетного периода?
«С»: Нет, не только! Также и для формирования СЛУЖЕБНЫХ импульсов.
«Н»: А как проще всего представить себе, для чего нужны служебные импульсы?
«С»: Внемлите, римляне!.. Именно умение правильно выработать служебные импульсы и ОПРЕДЕЛЯЕТ ПРОФЕССИОНАЛЬНОСТЬ уровня разработки! Я вспоминаю, хотя и очень претенциозный, но исключительно слабый и наивный фильм о разведчиках — «Щит и меч»! Но там есть великолепнейшая фраза! Ее произносит какой-то немецкий чин Абвера.
«А»: Я недавно видел этот фильм по телевизору. Полагаю, что вы имеете в виду следующий эпизод. Какой-то абверовский мэтр спросил абверовского майора Штейнглица, каковы, по его мнению, приметы осла? На что Штейнглиц поспешил ответить, что это не иначе, как уши! На что мэтр ехидно заметил, что это именно осел так рассуждает! Затем взял со стола отчет Штейнглица о проведенной операции и сказал, что вот они, ослиные приметы!
«С»: Великолепный комментарий, дорогой Аматор! Эту сцену я часто вспоминаю, когда смотрю на некоторые непрофессионально сработанные электронные цифровые устройства. И вам не мешает знать, что если показания на цифровом индикаторе мелькают (иногда радисты говорят — «булькают») при каждой смене показаний; или если для получения определенного цифрового значения какой-либо величины приходится несколько раз наблюдать как, будто ступеньками, нарастает показание — то это ТОТ САМЫЙ ПРИЗНАК!
«А»: Я видел подобное не раз! Но в отличие от осла, человек учится, так сказать, растет!..
«С»: Вот именно! Поэтому в нашей схеме никаких «бульканий» или там мерцаний не будет! Показания, как и должно, будут сменяться плавно. И в этом вопросе роль служебных импульсов просто НЕВОЗМОЖНО ПЕРЕОЦЕНИТЬ!
«А»: Так давайте распишем принципиальную схему!
«С»: Это первое, с чего начнется наша следующая встреча!
Глава 26. Цифровые схемы в радиоприемнике
«Незнайкин»: Добрый день, уважаемый Спец!
«Спец»: Приветствую, дружище! А почему я замечаю признаки печали на твоем челе? Что произошло?
«Н»: Просто я морально готовлюсь к тому моменту, который скоро наступит. Я имею в виду переход от изображения микросхем в виде треугольников и прямоугольников к их реальным принципиальным схемам… Но вот переживу ли я это?
«Аматор»: Вопрос, поистине, гамлетовский, Незнайкин! Ноты совершенно напрасно переживаешь! Вне всяких сомнений, любая микросхема имеет свою внутреннюю структуру. Которую можно представить в виде принципиальной электрической схемы.
Но не только тебе, а и значительно более опытным радиолюбителям, знание микросхем на таком уровне совершенно излишне!
«С»: Нет предела повышению уровня инженера — электронщика! Есть великолепные монографии и пособия, где приведены «принципиалки» и объяснены особенности многих микросхем. Как линейных, так и цифровых. Но даже инженеру-разработчику это нужно далеко не всегда!.. С другой стороны, будем помнить, что интегральные микросхемы условно подразделяются на несколько категорий…
«Н»: Ну, если так, то может вы расскажете, что вообще понимается под термином «интегральная микросхема»?
«А»: А действительно, раньше как-то больше употреблялся термин «интегральная схема» и даже «твердая схема». Это что, все какие-то разновидности?
«С»: Дело в том, мои юные друзья, что вообще термины «интегральная схема», «твердая схема» или просто «схема» являются не совсем удачными. И следует, по возможности, избегать их использования. Ведь, как известно, схема — это чертеж! Твердыми, насколько мне известно, являются ВСЕ электронные изделия.
Так что в настоящее время общепринято, что наиболее грамотным термином является именно «микросхема». Применительно к изделию.
«Н»: А когда вообще была изготовлена первая микросхема?
«С»: Прежде всего, определимся в понятиях.
Итак… ИНТЕГРАЛЬНОЙ МИКРОСХЕМОЙ называют микроэлектронное изделие, выполняющее определенную функцию преобразования и обработки сигналов. И имеющее высокую плотность упаковки электрически соединенных элементов (или элементов и компонентов) и кристаллов.
Которые с точки зрения требований к испытаниям, приемке и эксплуатации рассматриваются как единое целое. Плотность упаковки элементов в микросхеме может достигать ОЧЕНЬ БОЛЬШОГО числа элементов в одном кристалле.
«Н»: А какого именно числа?…
«А»: Терпение, Незнайкин…
«С»: Итак, немного истории… Первая интегральная микросхема была создана в 1958 году в лаборатории американской фирмы TEXAS INSTRUMENTS. Ее авторы Джек Килби и Роберт Нойс. Однако, справедливости ради, следует заметить, что идея интегральной схемы была предложена еще в 1952 году англичанином Арнольдом Даммером.
Он тогда сказал следующее: «… можно себе представить электронное оборудование в виде твердого блока, не содержащего соединительных проводов. Блок может состоять из слоев изолирующих, проводящих, выпрямляющих и усиливающих материалов, в которых определенные участки вырезаны таким образом, чтобы они могли выполнять электрические функции».
«А»: А Килби и Нойс знали Даммера?
«С»: Исследователи полагают, что нет… Кстати, Килби изготовил первую интегральную микросхему на кусочке монолитного германия. Это был ТРИГГЕР. Любопытно, что первая микросхема была встречена специалистами весьма критически… Но, к сожалению, прервем наш экскурс в историю микросхем. Нас ждут текущие вопросы!
«Н»: А жаль…
«С»: «Открылась бездна, звезд полна…» Так вот, интегральная микросхема содержит элементы. ЭЛЕМЕНТОМ интегральной микросхемы называется некая часть этой ИМС, реализующая функцию, скажем, транзистора, диода или резистора и т. д. Элемент неразделим с кристаллом, не может быть отделен от микросхемы. Он НЕ ЯВЛЯЕТСЯ самостоятельным изделием.
«А»: Но элементы ИМС очень миниатюрны?
«С»: Конечно! Об этом говорит и такой параметр микросхемы, как СТЕПЕНЬ ИНТЕГРАЦИИ. Это есть характеристика сложности ИМС, которую определяет ЧИСЛО содержащихся в ней элементов.
Различают несколько уровней интеграции. Еще недавно говорили, что ИМС малого уровня интеграции содержат до 10 элементов на одном кристалле. СРЕДНЯЯ ИНТЕГРАЦИЯ характеризуется количеством до 100 элементов. Если число элементов порядка 1000 — это БОЛЬШАЯ степень интеграции, или БИС. До 10000 — это сверхбольшая степень или СБИС. Ну и так далее.
«А»: А насколько далее?…
«С»: Намного! Я, например, просто ума не приложу, где это сейчас можно встретить ИМС, содержащую всего десяток элементов?! Микросборки не в счет!
Да об этом уже забыли давным-давно! Современные ОУ — это не менее сотни элементов! Цифровые ИМС серии 176 (561) — превышают сотню. Но их БИСами никто не величает! Или вот недавно в Киеве проводилась интересная выставка «Enter/X-97».
Так вот там были представлены данные по новейшему сверхскоростному микропроцессору всемирно известной американской фирмы INTEL— PENTIUM PRO. Его кристалл содержит, ни много, ни мало — 5,5 МИЛЛИОНА транзисторов!
«Н»: Миллионов?!..
«С»: Да! Этот микропроцессор выпускается серийно уже больше года! Рабочая частота — 200 МГц! Мало? А вот вам еще! TEXAS INSTRUMENTS недавно заявила о создании новой технологии, позволяющей реализовать компьютерные чипы (микросхемы) с размером элементов НЕ БОЛЕЕ ОДНОЙ ШЕСТИСОТОЙ диаметра ЧЕЛОВЕЧЕСКОГО ВОЛОСА! Это позволит разработчикам «втиснуть» на один чип… БОЛЕЕ СТА МИЛЛИОНОВ транзисторов!..
«А»: Я даже не могу сообразить, какие возможности это открывает для электроники!?
«С»: Ты в этом деле не одинок… САМИ СОЗДАТЕЛИ этой НОВОЙ ТЕХНОЛОГИИ ТОЖЕ не могут этого себе представить! И НЕ БОЯТСЯ признаться в этом!
«Н»: А как же назвать такие миниатюрные СВЕРХГИГАНТЫ?
«С»: А вот это уже не наша головная боль!.. Кстати, Незнайкин, ты бы потребовал и в этом случае прилагать к техническому описанию ИМС ее подробную принципиальную схему!?
«Н»: Пусть меня лучше застрелят!..
«С»: Просто и убедительно… Итак, мы выяснили очень важный вопрос! Что микросхемы даже ТАКОГО УРОВНЯ, с которым нам предстоит практическая встреча, будут нами ИЗУЧАТЬСЯ ФУНКЦИОНАЛЬНО, а не СХЕМНО! Вопросы есть?
«А»: Как говорил «товарищ Сухов» — вопросов нет!
«С»: Ну тогда есть вопрос у меня. Что мы оставили себе в наследство от первобытного человека, как знак уважения?
«А»: Ну… сидеть у костра с друзьями… Да! Считать до десяти!
«С»: Молодцом! А пересчитывать импульсы путем загибания пальцев мы ведь не собираемся? Нет? Вот поэтому хочу предложить вашему высокому вниманию великолепную (в своем роде) ИМС все той же серии К176. В ней, правда, не сотни тысяч элементов, а всего только сотни, но свою роль эта микросхема выполняет нормально!
«Н»: А какова ее роль?
«С»: Ее основная роль и задача — это быть СЧЕТЧИКОМ. Считать импульсы. От одного до десяти. Да вот она, перед вами! Прошу взглянуть на рисунок. К176ИЕ2 — двоично-десятичный счетчик. Прошу любить и жаловать (рис. 26.1)!
«А»: ДВОИЧНО-ДЕСЯТИЧНЫЙ следует понимать так, что он может работать и в режиме многократного деления длительности входных импульсов НА ДВА, и в режиме ПЕРЕСЧЕТА количества входных импульсов с коэффициентом ДЕСЯТЬ?
«С»: При этом в первом случае 176ИЕ2 действительно делит число входных импульсов на 2; 4; 8 и 16. Без изменения их скважности! А во втором случае, на своем 11 выводе микросхема формирует ОДИН импульс ПОСЛЕ того, как на ее СЧЕТНЫЙ ВХОД «СР» поступает ДЕСЯТЫЙ счетный импульс!
«Н»: То есть на вход «СР» идут непрерывной чередой импульсы, число которых делится ТОЧНО на ДЕСЯТЬ на выходе 8 (вывод ИМС 11)?
«С»: Ты все очень правильно себе представляешь!
«А»: А что означают обозначения S1; S2; S4 и S8?
«С»: Это, так называемые, ВХОДЫ ПРЕДУСТАНОВКИ. Они нам, возможно, понадобятся позднее. Пока же мы их объединим и соединим с «землей». И еще одно. ИМС 176ИЕ2 делит на 10 в ПАРАЛЛЕЛЬНОМ КОДЕ, что очень удобно!
«Н»: А что такое параллельный код?
«А»: Это разложение ЛЮБОГО десятичного числа по степеням двойки посредством электрических импульсов.
«Н»: Нуты и сказал!..
«А»: Ну ты и спросил!..
«С»: Друзья мои, все о'кей! Но недоумение Незнайкина, очевидно требует, чтобы вышесказанное было отображено в более наглядном графическом виде (рис. 26.2).
«Н»: Это было бы именно то, что нужно!
«С»: В таком случае — смотрите! Здесь изображены, синхронизированные во времени, реальные эпюры, которые присутствуют на соответствующих выходах ИМС К176И Е2. Этот код так и называется: 1-2-4-8.
«А»: Ну, наконец-то я его вижу!
«С»: Ты можешь наблюдать его и на осциллографе.
«Н»: А зачем нужен вывод «CN»?
«С»: Достаточно знать, что этот вывод должен (через резистор 3 кОм) быть подключен к плюсу питания микросхемы. Кстати, учтите, что вывод, обозначенный, как «R» — служит для ОБНУЛЕНИЯ счетчика.
Счет разрешен, когда на выводе «К» присутствует уровень логического «0». Но если на этом выводе имеется потенциал, соответствующий логической «1» — тогда счетчик сбрасывается в НУЛЬ!
«А»: Ну, а как понимать назначение вывода «А»?
«С»: Вывод «1», обозначенный, как «А» — следует в нашей схеме просто соединить «землей». Ну, а выводы 10 и 15 — не используются.
«Н»: Теперь счетчик готов к работе?
«С»: Вполне! Ведь ради этого он и создан! Но обратите внимание! Вот счетчик начал считать импульсы. А как без осциллографа, наглядно, в любой момент, можно видеть, каковы его успехи в счете?
«А»: Нужно его выходы соединить с цифровым индикатором. Но, цифровые индикаторы десятичных цифр имеют СЕМЬ СЕГМЕНТОВ! Так их от К176ИЕ2 — не задействовать!
«С»: Разумеется! Для подобной операции предназначена другая ИМС, которая изготовляется именно для РАБОТЫ В ПАРЕ с К176ИЕ2. Эта ИМС именуется К176ИД2. Она представляет из себя универсальный ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ КОДОВ (рис. 26.3).
«Н»: Какого кода в какой?
«С»: Двоично-десятичного 1-2-4-8 в СЕМИСЕГМЕНТНЫЙ ПОЗИЦИОННЫЙ. А универсальным этот преобразователь считается из-за того, что имеет в своем составе как ПАМЯТЬ, так и СЕРВИС!
«Н»: Как сказал, по другому правда поводу, Максим Перепелица — в каком смысле?
«С»: Да в самом прямом! Входы «S» и «К» дают возможность осуществлять гашение подключенных к микросхеме индикаторов, а также ИНВЕРТИРОВАТЬ полярность выходных сигналов. А это имеет решающее значение, если индикаторы попались не с той буквой!
«А»: Это как в «Белом солнце пустыни», когда гранаты были «не той системы»? И потом я хотел спросить, а куда подключается вывод, обозначенный, как «С»?
«С»: Только не к земле! Этот вывод управляет памятью К176ИД2. Когда на входе «С» — уровень «1», ИМС сбрасывается в «0».
«Н»: Я вижу также СЕМЬ выводов, обозначенных как: а; Ь; с; d; е; f; q. Мы их не перепутаем, подсоединяя к индикаторам?
«А»: Не боись, не перепутаем. Меня, кстати, больше занимает вопрос разумного выбора самого индикатора.
«С»: Да, это вопрос достаточно тонкий. Поскольку скорость и точность ОПОЗНАНИЯ цифр зависит от ряда факторов. От формы цифр, их размеров, яркости свечения индикатора, его расстояния до наблюдателя, внешней освещенности. Не последнее место имеет ЦВЕТ свечения и эстетика. Все эти факторы для пользователя далеко не безразличны! Выбирается их оптимальное сочетание. Ошибка на этом этапе в дальнейшем может обернуться ошибками при считывании показаний, повышенной утомляемостью, чувством дискомфорта.
Так что, друзья мои, объявляю заседание дискуссионного клуба по этой теме — открытым!
«А»: А может все-таки решим вопрос в пользу ЖКИ?
«С»: Да всем они хороши, особенно учитывая их ничтожное энергопотребление. В переносных и карманных приборах им РАВНЫХ НЕТ! Вот только в помещении, где и будет, в основном, происходить эксплуатация приемника, их применение НЕ ЕСТЬ НАИЛУЧШЕЕ РЕШЕНИЕ! Поскольку они требуют довольно яркого внешнего освещения. А в этом случае происходит переотражение света от стеклянного корпуса ЖКИ. Оператор-слушатель быстро устает. Зрение чрезмерно напрягается. А экономия энергии на малом потреблении ЖКИ с лихвой перекрывается расходом энергии на его внешнее освещение!
«А»: Ну, а ВЛИ?
«С»: Иначе, вакуумно-люминесцентный индикатор?
Хорошая вещь. Но требует использования принципа, так называемой ДИНАМИЧЕСКОЙ ИНДИКАЦИИ. Что усложняет процесс настройки частотомера в целом! Кроме того, для ВЛИ нужны напряжения, которых у нас НЕТ. Нестабилизированное 30 вольт и ПЕРЕМЕННОЕ порядка 3–4 вольта.
«А»: То есть остаются ИНДИКАТОРЫ НА СВЕТОИЗЛУЧАЮЩИХ ДИОДАХ?
«С»: Да, их профессионалы любят больше всего. Они (я имею в виду светодиоды) полностью стыкуются с К176ИД2! Очень надежны, не требуют каких-то дополнительных источников напряжения. Вот только какой размер выберем?
«Н»: А разве они такие большие?
«С»: Всякие есть! Большие, средние, маленькие… Есть и совсем крохотные. Красные, желтые, зеленые…
«А»: Я знаю, например, AЛC321; AЛC324; АЛС338. У них высота цифр — 7,5 мм.
«С»: И они очень популярны в цифровых промышленных приборах!
Но вот для шкалы приемника — великоваты! Хотелось бы размер цифр иметь немного поменьше… Вот, например AЛC320. У этого СЕМИСЕГМЕНТНОГО ЦИФРОВОГО ИНДИКАТОРА высота знака — 5 мм. Или вот, АЛ304. Великолепный во всех отношениях семисегментный индикатор. Высота знака — 3 мм.
«А»: Не погубят ли нас, подобно Бармалею, слишком широкие возможности?
«С»: Чтобы этого не произошло, хочу предложить следующее решение. В частотомере применить индикаторы АЛС320. А в приемнике применить АЛ304. Для ЦОУ. А вот индикацию диапазона выполнить на АЛС320.
«Н»: А как быть с цветом?
«С»: Красный цвет свечения более заметен и наряден. А зеленый — меньше утомляет! Но и менее заметен. Так что, в конечном счете, утомляет пользователя еще больше! Поэтому поступайте так, как найдете нужным! А также исходя из того, какие индикаторы раньше удастся раздобыть. Лично я взял бы АЛ304 красного цвета излучения!
«А»: Что мы и сделаем!
«С»: Но помните, что цифровые одноразрядные арсенид-фосфид-галлиевые индикаторы АЛ304 (красного свечения) имеют ТРИ разновидности: АЛ304А; АЛ304Б и АЛ304Г. Первые два — С ОБЩИМ КАТОДОМ. Что же касается АЛ304Г, то он выполнен с общим анодом.
«Н»: Нам-то какая разница? Светят ведь они одинаково?
«С»: Одинаково, да не совсем! А разница важна не столько для нас, сколько для К176ИД2! В зависимости от разновидности примененного индикатора, меняется кое-что и в схемотехнике! И потом, для удобства, на принципиальных схемах вычерчивают вот такой значек-памятку (рис. 26.4).
«Н»: А бывают индикаторы, не содержащие сегмент «Н»?
«С»: Да, например, упоминаемый уже АЛС320. Поскольку обычно этот сегмент засвечивается вовсе не от счетчика или дешифратора, то для него не предусматривается соответствующий вывод. Учтем также, что номинальный рабочий ток через сегмент, при котором индикаторы работают ДЕСЯТКИ ТЫСЯЧ ЧАСОВ — 4 миллиампера.
«А»: А для AЛC320?
«С»: Немногим больше. Номинальный ток равен 6–7 миллиампер. Что оптимально для К176ИД2. Корпус микросхемы при работе — холодный.
«А»: А как эту микросхему приспособить для работы с различными литерами индикатора?
«С»: Если используются индикаторы с общим катодом, то мы уже говорили об этом. А для того, чтобы применить АЛ304Г, следует вывод «S» микросхемы К176ИД2 соединить с источником питания, +7,5 В.
«Н»: Действительно, универсальная микросхема!
«С»: А ты, дружище, полагал, что я выбрал ее просто так?
«Н»: Так что никак нет!
«А»: Молодца, братец!..
«С»: Ну, я полагаю, мы продвинулись в этом вопросе настолько, что можно, наконец, приступить к начертанию ее благородия принципиальной электрической схемы ЭЛЕКТРОННО-СЧЕТНОГО ЧАСТОТОМЕРА!
«А»: Но еще не ЦОУ?
«С»: Поживем — увидим!
Глава 27. Универсальная цифровая шкала
«Спец»: Ну…. «я буду начинать, прошу теперь мне не мешать»!
«Аматор»: Схема частотомера мне нравится. Но боюсь, без «прогулки по схеме» нам не обойтись (рис. 27.1)!
Рис. 27.1. Схема принципиальная электрическая универсального ЦОУ
«Спец»: А кто возражает?
Ну, а поскольку начинать следует всегда с самого начала, то начнем мы нашу «прогулку» по схеме с самого входного разъема. Мы знаем, что на этот разъем, посредством соответствующего по длине и красоте кабеля, подается сигнал от ГИД, например. Это будет просто необходимо сделать, поскольку знать частотные характеристики гетеродина крайне важно.
«Незнайкин»: Итак, сигнал поступает на вход широкополосного УВЧ, собранного по рассмотренной ранее схеме. Затем усиленный сигнал подается на вход микросхемы D7…
«А»: Я только никак не возьму в толк… Ведь К193ИЕЗ — цифровая схема! А сигнал на нее поступает синусоидальный! Значит ей предварительный формирователь импульсов не требуется?
«С»: А я ведь не зря говорил, что это совершенно особая микросхема! Как раз она превосходно работает при подаче на ее вход СИНУСОИДАЛЬНОГО сигнала! Да и входной ее импеданс таков, что она отлично согласуется с вышеуказанным усилителем.
«А»: А как с согласованием напряжения питания?
«С»: Это напряжение для K193HE3 равно +5,2 вольта. Так что совместимость с сериями: 133; 533; 555; 1533 — полная. Таким образом, даже при частоте входного сигнала 85,5 МГц (а это для нашего случая максимальная частота), выходной сигнал микросхемы равен 8,5 МГц. Так что по входной частоте имеется ТРЕХКРАТНЫЙ резерв!
«А»: Забавно, что такой же частотный резерв, относительно максимальной входной частоты 8,55 МГц, имеет второй счетчик К133ИЕ2!
«Н»: На выходе которого максимальная частота равна 855 кГц. Ну, а какой запас по частоте будет у третьего счетчика на К176ИЕ2?
«С»: А вот для этой схемы запас по частоте порядка ДВУХ!
«А»: Это все хорошо и даже отлично, но… серию К176 придется запитывать отдельно, поскольку ее напряжение питания несколько ОТЛИЧАЕТСЯ по величине!
«С»: Безусловно, но разве ты не помнишь слова пилота Дэвида Боумена, которые он передал на Землю с борта «Дискавери», когда подлетал к Сатурну?
«Н»: Я помню! Боумен сказал: «Я преодолел уже более МИЛЛИАРДА километров, а потому последние СТО — меня не остановят!..»
«С»: Браво, Незнайкин! Роман «Космическая Одиссея 2001 года» ты знаешь отлично! И хотя мы создаем не «ЭАЛ-9000», а просто высококачественный радиоприемник, небольшое усложнение схемы ни в коем случае не должно приводить нас в состояние шока!
«А»: Тем более, когда это действительно оправдано и ЛЕГКО реализуемо. Да, в этом случае разумно будет запитать микросхемы D1 и D2 от такого вот узелка, как показано на рис. 27.2.
«Н»: Всего-навсего четыре компонента?
«С»: Я искренно рад, что вы преодолели барьер количественной боязни! Это немаловажный фактор. Поскольку от значительного количества компонентов в современной электронике даже с переходом на БИС и СБИС уйти все равно не удалось! Но вы не задаете вопрос о том, как поведет себя микросхема К176ИЕ2, если на ее счетный вход будут поступать «чужие» логические уровни!?
«А»: И то правда… А как же быть?
«С»: Во-первых, лучше всего применить согласователь уровней. Дело в том, что уровни ТТЛ и ТТЛШ такие: логическая «1» — не менее 2,4 вольта, а логический «0» — не выше +0,8 вольта. Это при стандартном напряжении питания +5 вольт!
«А»: То ли дело КМОП! Там все проще гораздо: логическая «1» равна напряжению питания, а логический «0» соответствует потенциалу «земли»! А мы встретились с необходимостью обеспечить НОРМАЛЬНУЮ работу К176ИЕ2 на достаточно высокой для него частоте — 855 кГц в ТЯЖЕЛЕЙШЕМ из режимов — при несогласованных логических уровнях! А если счетчик станет сбоить?
«С»: Почему «если»? Наверняка именно так и произойдет! Поэтому предлагаю поступить следующим образом — ставим логический преобразователь! Вот его схема (рис. 27.3). Один из вариантов, вернее сказать.
Но у нас вопрос решен еще проще. Согласователь уровней выполнен на транзисторе VT2. С его коллектора сигнал подается на инвертор, в качестве которого используется часть микросхемы D5. С ее выхода импульсы подаются на D9. А вот далее счетные импульсы поступают на вход ПЯТИРАЗРЯДНОГО счетчика, собранного на микросхемах D10—D14. В то же время, системный генератор, собранный на микросхеме D2 — вырабатывает секундные импульсы, поступающие на вход D-триггера, выполненного на D3 (К561ТМ2).
«Н»: А что такое D-триггер?
«С»: Вообще триггер — это логическое устройство, способное хранить ОДИН БИТ данных! Наименование этой единицы информации (один бит), происходит от слов «binary digit» — ДВОИЧНЫЙ РАЗРЯД. К триггерам принято относить ВСЕ устройства, которые имеют ДВА устойчивых состояния.
Различают RS-триггеры, названные так по названию их входов управления: R (reset-сброс) и S (set-установка). А также Т-триггеры (toggle — переключатель), выполняющие только одну функцию — деление частоты некоторой тактовой последовательности, подаваемой на вход «С» в ДВА РАЗА!
«А»: Я читал, что в природе есть еще J-K-триггеры. У них нет неопределенности в таблице состояний, когда, зная, каковы входные сигналы, НЕВОЗМОЖНО ОДНОЗНАЧНО определить выходные.
«С»: Верно! Но наиболее часто (вот как в нашем случае), применяются триггеры с ЕДИНСТВЕННЫМ входом данных D (data). Так называемые D-триггеры. Для такого триггера требуется ВСЕГО четыре внешних вывода: вход D, тактовый вход С и два выхода: Q и HE-Q. Сигналы на этих выходах ВСЕГДА в противофазе относительно друг-друга. Так вот, микросхема К176ТМ2 (К561ТМ2) содержит ДВА РАЗДЕЛЬНЫХ D-триггера!
«Н»: А что ИМС К561ТМ2 делает в нашем частотомере?
«С»: Работать тебе, Незнайкин, в будущем, не иначе, как в контрразведке! Больно профессиональные вопросы задаешь! Она, видишь ли, участвует в реализации очень важной технической задачи — один из ее D-триггеров (с помощью еще трех микросхем) формирует последовательность синхронизированных служебных импульсов. Которые в нужные моменты в течение КАЖДОГО счетного интервала подаются на входы «НЕ-R» пятиразрядного счетчика, а также на входы «С» пятиразрядного преобразователя кодов, собранного на микросхемах D15—D19.
«Н»: А что означает понятие СЧЕТНЫЙ ИНТЕРВАЛ?
«А»: Великий комбинатор говорил, помнится, что тех, кто не читает газет, нужно морально убивать на месте! Так что, Незнайкин, запомни следующее. СЧЕТНЫЙ ИНТЕРВАЛ — это период времени, за который происходит подсчет числа поступающих импульсов, с их запоминанием и выдачей окончательного числа подсчитанных импульсов на соответствующие разряды цифрового индикатора.
«С»: Все так, только я еще бы упомянул о том, что в нашем частотомере, а равно и в будущей схеме ЦОУ, счетный интервал равен в точности ОДНОЙ секунде!
«А»: Ну, а если взять более длительный счетный интервал, скажем, ДВЕ секунды, то при поиске станций, когда регулятор настройки находится в движении, это вызовет большое неудобство!
И потом — ОДНА секунда — это как раз достаточное время, чтобы осознать, какая частота «идет» через тракты приемника!
«С»: Действительно, для большинства практических применений — это оптимум! Хотя в профессиональных, точных электронно-счетных частотомерах используют счетный интервал порядка ДЕСЯТИ секунд и более!
«А»: Если нужно индицировать частоту с точностью СЕМЬ-ВОСЕМЬ знакомест?
«С»: Именно так! Заметим, кстати, что пока идет подсчет количества импульсов в каждом ПОСЛЕДУЮЩЕМ счетном интервале, на цифровом индикаторе сохраняется результат ПРЕДЫДУЩЕГО ПОДСЧЕТА. Сам момент ОБНОВЛЕНИЯ показания на индикаторе продолжается НЕ БОЛЕЕ нескольких десятков микросекунд! И глаз оператора его не замечает. И если предыдущее и последующее показания РАВНЫ, а это характерно, например, при подсчете частоты кварцованных генераторов, то на индикаторе «застынут» одни и те же показания!
«А»: Но если мы имеем дело с ГПД, то даже не прикасаясь к рукоятке настройки, мы увидим «дрейф» последнего разряда. Никакого «бульканья» не будет, просто каждую секунду последняя цифра станет немного «гулять». Туда-сюда, туда-сюда.
«Н»: Это как пелось в каком-то шлягере: «… а мне курортников возить, по морю Черному ходить: туда-сюда, туда-сюда, туда-сюда…»?
«А»: Потом расслабишься, Незнайкин! Еще рановато… Итак, подсчитанные за один счетный интервал импульсы, в коде 1-2-4-8 поступают на соответствующие входы ИМС К176ИД2…
«С»: А далее, преобразованные в семисегментный позиционный код, подаются на СЕМИСЕГМЕНТНЫЕ же цифровые индикаторы АЛ304Г.
«А»: Или подобные?
«С»: Или подобные!..
Но я полагаю, что вы с Незнайкином уже достаточно подготовлены для того, чтобы приступить к практическому изготовлению частотомера. А потому — желаю успеха в этом деле!
«А»: Спасибо за пожелание… И все же на душе осталось легкое облачко…
«С»: «Я тучи разгоню руками»! Не является ли причиной этого тот бесспорный факт, что частотомер — это еще не ЦОУ?
«А»: Вы правы, маэстро! Я подумал и о том, не применить ли нам в будущем ЦОУ, для общего уменьшения количества корпусов, микросхемы более высокого уровня интеграции?
«С»: Которые взяли бы на себя функцию вычитания в каждом счетном интервале из общего количества поступающих импульсов именно того их числа, которое соответствует промежуточной частоте?
«А»: А что, разве подобные схемы не выпускаются?
«С»: Перед тем, как дать вам принципиальную электрическую схему частотомера, я специально обращался в отделы маркетингов нескольких электронных предприятий. Но даже «кузница микросхем» — объединение «Квазар» — ничем не смогло мне помочь!
«Н»: А заграница?…
«А»: Во время ближайшего ланча с президентом американской или японской полупроводниковой фирмы, дорогой Незнайкин, будь добр, не забудь спросить о том, не могут ли они оказать нам соответствующую помощь в части комплектации…
«Н»: Можешь быть спокоен!..
«С»: Как говорил Козьма Прутков-инженер: «Если хочешь ехать в такси, а судьба предлагает автобус, то выбирай автобус, ибо он следует по расписанию». Поэтому дружненько взбодрились, собрались с духом и подумали о том, что же конкретно нам нужно сделать, чтобы можно было трансформировать частотомер в ЦОУ!
«А»: Прежде всего, в каждом счетном интервале вычитать значение промежуточной частоты.
«С»: А какие для этого существуют пути?
«А»: После того, как вы, Спец, расскажете об этом, мы тоже сможем принять участие в дискуссии по данному вопросу!..
«С»: В таком случае, я приступаю.
Мы знаем, что ЦОУ и только ЦОУ способны обеспечить высокую точность измерения частоты принимаемого сигнала, возможность бесшумной настройки на желаемую частоту даже в момент «молчания» нужной нам радиостанции.
Мы упоминали о том, что непосредственное измерение частоты принимаемого сигнала затруднено тем, что он может быть мал по уровню или вообще отсутствовать. Почему и прибегают к косвенным методам измерения, основанным на использовании частоты гетеродина — fгет.
«А»: Для чего при индицировании частоты сигнала fc и вводится поправка на промежуточную частоту fпр.
«С»: А поскольку у нас частота гетеродина ВЫШЕ частоты принимаемого сигнала, то можем записать:
f c = f гет — f пр
«Н»: Мы уже говорили об этом!
«С»: Но мы еще не говорили о способах введения поправки на fпр!
А их, между прочим, есть несколько!
Эти способы основаны на следующем:
а) применяются два счетчика частоты;
б) применяется один счетчик частоты и дополнительный дешифратор на fпр;
в) используется один реверсивный счетчик частоты;
г) применяется счетчик частоты с предварительной установкой.
Но и это не все! Применение СПЕЦИАЛИЗИРОВАННОГО МИКРОПРОЦЕССОРА обеспечивающего не схемным, а программным путем выполнение ЛЮБОЙ из перечисленных операций плюс еще целый ряд возможностей!
Вот, действительно, современный подход!
«А»: А мы будем заниматься микропроцессорами?
«С»: Ими занимаются во всем мире. Но применение микропроцессоров в радиотехнических разработках требует предварительного опыта применения ОБЫЧНОЙ цифровой техники. Запомните это и торопитесь медленно!
«Н»: Но выбор и так не маленький! Так на каком же из четырех способов мы остановимся?
«С»: На втором! ЦОУ с одним счетчиком частоты и дополнительным дешифратором на fпр обеспечивает выполнение нужной нам операции с минимальным преобразованием топологии схемы частотомера.
Сущность метода, напомним, заключается в том, что за время измерения счетчик подсчитывает количество импульсов, начиная с нулевого состояния, до тех пор, пока не пройдет число импульсов, равное fпр. Затем, счетчик сбрасывается в НУЛЬ, а подсчет продолжается.
Вместо ДВУХ счетчиков здесь используется ТОЛЬКО ОДИН. Который за ПЕРИОД ОДНОГО счетного интервала ОБНУЛЯЕТСЯ ДВАЖДЫ!
А теперь внимательно присмотритесь к схеме частотомера… В ней есть немало скрытых резервов!
«А»: Например, мы не использовали возможность предустановки ИМС К176ИЕ2 по входам S1—S4?
«С»: Да хотя бы! Но… можно решить задачу еще изящнее! Что мы сейчас и попробуем сделать! Возвратимся к рассмотрению нашего старого доброго счетчика К176ИЕ2. Так какой сигнал на входе «НЕ-R» нужен для обнуления счетчика, Незнайкин?
«Н»: На «НЕ-R» для этого нужно подать логическую «1»!
«С»: Отлично! А сейчас нам предстоит подумать о том, откуда взять нужный нам сигнал и КАК его подать на вход «НЕ-R», чтобы за КАЖДЫЙ счетный интервал счетчик ОБНУЛЯЛСЯ бы ДВАЖДЫ!?
Кроме того, наша первая промежуточная частота 55,5 МГц. Но ведь входную частоту ГПД мы УЖЕ ПОДЕЛИЛИ В 1000 раз!
«А»: Что и обеспечило нам возможность применения КМОП ИМС в основном счетчике! Но… было бы несправедливым не разделить теперь на 1000 и значение промежуточной частоты!
«Н»: То есть поправка на промежуточную частоту берется уже не 55,5 МГц, а 55,5 кГц! Верно?
«С»: А то… Именно эти 55,5 кГц и должны вычитаться в КАЖДОМ счетном интервале!
А теперь даю вам домашнее задание к нашей следующей встрече — зарисовать фрагмент нашего частотомера, а именно двоично-десятичный пятиразрядный счетчик с указанием того, какое логическое состояние БУДЕТ ИМЕТЬ МЕСТО на КАЖДОМ из его ДВАДЦАТИ ВЫХОДОВ, в момент поступления на счетный вход «СР» ИМС D1 °CЧЕТНОГО ИМПУЛЬСА № 55500?!
Глава 28. «Большой приемник» — окончательный вариант
«Аматор»: Дорогой Спец, вот, пожалуйста, полюбуйтесь на нашего Незнайкина!..
«Спец»: Да, я вижу, он полон смущения, и я даже сказал бы, какого-то непонятного раскаяния… Что с тобой, дорогой юный друг, уж не заболел ли ты?
«Незнайкин»: Все много хуже… Я провел бессонную ночь, с карандашом в руках ползая по схеме частотомера и… мне вдруг показалось, что я все позабыл. Это ужасно, но я хотел бы просить Вас, о высокочтимый и уважаемый Учитель, снова вернуться к теме частотомера, но уже более подробно.
«Спец»: Вот к чему приводит чрезмерное увеличение просмотром японских и китайских кинолент, особенно на средневековую тему! Но может у тебя есть еще просьбы? Говори уже все разом.
«А»: Действительно, семь бед — один ответ.
«Н»: Разве что еще одна. Я хотел бы привести в окончательный вид все принципиальные схемы нашего БОЛЬШОГО ПРИЕМНИКА. Ведь это лучше сделать сейчас, чем запутаться в них потом, на стадии «железа».
«С»: Знаешь, Аматор, а ведь в просьбе Незнайкина есть рациональное зерно. И потом, мы ничего не говорили по поводу режимов, отладки, настройки… Так что давайте подводить БОЛЬШУЮ ЧЕРТУ. То есть придадим всему циклу наших бесед по постройке приемника, конкретно-законченный вид.
«Н»: Вот за это — огромное спасибо! И еще одно… Один мой приятель (я рассказал ему о том, что собираюсь строить «большой приемник»), который тоже испытывает желание, как он выразился, «склепать» что-нибудь эдакое, заспорил со мной, почему именно приемник, а не что-нибудь другое. Он никак не может выбрать, с чего начать…
«С»: Я тебя понял. По этому поводу могу заметить следующее. Лет 20–25 назад в моде был лозунг: «Электроника — это наше будущее!». Шли годы, и то, что считалось технической мечтой, утопией, разбушевавшейся не в меру фантазией — все это действительно стало реальностью.
Это и начиненные до предела самой совершенной электроникой межпланетные автоматические станции. И искусственные спутники Земли, через которые осуществляется ретрансляция телевизионных передач из любой страны мира. Это замечательные персональные компьютеры, количество которых в мире на сегодняшний день исчисляется многими десятками миллионов. Стоит ли упоминать о новейших поколениях превосходных цветных телевизоров, которые уже сейчас сочетают в себе преимущества как собственно телевидения, так и компьютеров, объединяя воедино их, поистине, сказочные возможности.
Видеомагнитофоны высочайшего класса, аудиотехника, музыкальные центры, сотовая связь, пейджеры, плейера… Перечислять можно долго. Но вот что парадоксально. Отношение у различных людей ко всей этой великолепной, самой разнообразной, изготовленной с учетом всех нюансов современнейшего дизайна технике — далеко неоднозначное. И дело совсем не в том, кому по душе, допустим, тот или иной вариант исполнения, те или иные потребительские достоинства всех этих электронных чудес.
Проблема, хотя ее осознают далеко не все, заключается в том, что существует достаточно многочисленная группа технически мыслящих, творческих людей, которые, полной мерой воздавая должное уважение тем, кто создал и создает сегодня все это великолепие, в то же время испытывают потребность ПОНЯТЬ, как функционирует то или иное изделие. Приобщиться не только к наружному оформлению и оптимальному использованию превосходного «забугорного» изделия, но и ВНИКНУТЬ в его внутреннюю суть.
Вот именно такие люди и являются тем резервом технической мысли, которая, по большому счету, и обеспечивает в значительной мере мировой прогресс в области электроники! Часть из них — это профессиональные разработчики в области электронной техники. Ученые и инженеры. Но существует также многочисленная армия энтузиастов, которым, по той или иной причине, не пришлось попасть в ряды разработчиков-профессионалов.
Но технический потенциал таких людей достаточно высок. А что касается идей, то их, как говорится — не занимать!
Как быть им? И как быть тем представителям молодежи, у которых создание электронных изделий — любимое хобби?
А ведь такие представители младшего поколения — это возможная будущая техническая элита СНГ. Вот почему помочь таким людям получить практический опыт в области изготовления и разработки достаточно сложных и интересных электронных изделий, приобщить их к замечательному миру современных схемотехнических решений — это задача не только достойная, но и необходимая. Радиолюбитель-конструктор — вот на кого рассчитано нижеизложенное.
Но с чего начать будущему электронному инженеру? Какое направление выбрать? Может компьютеры? Будем откровенны, повторить в любительских условиях уровень компьютерной схемотехники (нет, не той, которая достигнута в этой области сегодня — это невозможно!) даже десятилетней давности— задача сомнительная. Правда; можно «лепить» достаточно современные системы из плат, сделанных на заводах Гонконга, Малайи: Европы… Но это оправдано тогда, когда подобным образом дополняется какое-то самостоятельное, оригинальное изделие. Но просто состыковывать между собой чьи-то стандартные платы — где же тут особое творчество?
Или взять, да и построить цветной телевизор, для начала? Но современный цветной телевизор — это далеко не то изделие, с которого стоит начинать — хлопотно это и очень дорого. Да и микросхемы большого уровня интеграции, поверьте, мало чем могут помочь для развития у радиолюбителя-конструктора важнейшего умения — «схватывать» и «прочитывать» схемы.
Таким образом, выбор оптимального объекта приложения творческих сил в современном радиолюбительском конструировании — задача непростая. В данном случае лозунг «цель оправдывает средства» — не только справедлив, но и является определяющим. Так какая же область современной электроники является именно тем «золотым сечением», которое гармонично сочетает в себе доступную для творческого осмысления схемотехнику и компонентную базу, приобретение которой не поставит конструктора на грань финансовой пропасти. Наконец, обеспечит радиолюбителю приобретение того бесценного опыта, который позволит в дальнейшем с уверенностью углубиться и в другие направления электроники?
Такая область имеется — это конструирование высокочувствительных, высокоизбирательных и помехоустойчивых коротковолновых и всеволновых радиоприемников, основанных на современной идеологии создания подобной аппаратуры.
Итак, цель поставлена — самостоятельно изготовить и отладить коротковолновый высококачественный радиоприемник, позволяющий вести уверенное прослушивание удаленных радиостанций в диапазоне частот от 5 до 30 мегагерц. При этом контроль частоты принимаемых станций производить по цифровой шкале.
«А»: Ну, Незнайкин, теперь ты обеспечен аргументацией для дискуссий со своим приятелем?
«Н»: Без сомнения!
«Спец»: Вот и прекрасно. А теперь я хочу предложить вам обоим, чтобы больше уже не возвращаться к этим вопросам, следующий порядок «чистового» рассмотрения вопроса. По мере необходимости, мы будем детализировать и схемотехнические, и конструкционные, и общие моменты.
Итак, прежде всего рассмотрим окончательную структурную схему.
Предлагаемый высокочувствительный, помехоустойчивый коротковолновый радиоприемник, представляет из себя СУПЕРГЕТЕРОДИН С ДВОЙНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЧАСТОТЫ. Причем первое преобразование осуществляется «вверх», что дает возможность радикально решить вопрос о таком важнейшем параметре, как избирательность по «зеркальному» каналу.
В то время, как у обычных супергетеродинных приемников, выполненных по принципу однократного преобразования частоты «вниз» (ПЧ — 465 кГц), избирательность по «зеркальному» каналу в диапазоне КВ не превышает 30 дБ, в приемниках с преобразованием «вверх» этот параметр составляет величину порядка 80 дБ и выше. Кроме того, избирательность по «соседнему» каналу (т. е. относительно станции, частота которой отличается на 10 кГц от той, прием которой осуществляется), которую в обычных супергетеродинных приемниках не удается сделать лучше 42 дБ, при использовании принципа преобразования «вверх», легко достигает уровня 70 дБ и выше. Что соответствует величинам, характеризующих профессиональную аппаратуру.
То же самое относится и к динамическому диапазону входных сигналов. В приемниках с двойным преобразованием частоты (первое — «вверх») применяется, как правило ДВУХПЕТЛЕВОЕ АРУ (автоматическая регулировка усиления), что обеспечивает несравненно более качественный прием в условиях сильного замирания сигнала при значительном уровне индустриальных помех.
Итак, на рис. 28.1. приведена структурная схема высококачественного радиоприемника с двойным преобразованием частоты.
Первое преобразование осуществляется «вверх». Это означает, что значение первой промежуточной частоты (ПЧ1) выбрано много выше, чем самое высокое значение частоты из спектра принимаемых приемником сигналов. В данном случае весь спектр принимаемых сигналов соответствует МЕЖДУНАРОДНОМУ диапазону коротких волн (КВ) и составляет:
минимальная частота приемника — 5 мегагерц,
максимальная частота приемника — 30 мегагерц.
Этот интервал частот, в свою очередь, разбит на восемь растянутых поддиапазонов:
Первая промежуточная частот (ПЧ1) выбрана стандартной и составляет величину — 55,5 МГц.
Проанализируем, как осуществляется функционирование радиоприемника, выполненного на основании приведенной выше структурной схемы. Прошу, маэстро Аматор…
«А»: Сигнал частоты, на которой осуществляется прием и которая может быть любой в интервале от 5 до 30 МГц, от антенны А поступает на вход селектора каналов приема. Этот селектор каналов представляет собой систему из восьми не перестраиваемых полосовых фильтров, обеспечивающих определенные полосы пропускания, соответствующих приведенным выше поддиапазонам (рис. 28.2).
С выхода Б сигнал поступает на вход ВЧ-аттенюатора R, реализованного на р-i-n-диоде. Который, в том случае, если амплитудное значение высокочастотного сигнала невелико, находится в состоянии максимальной высокочастотной проводимости. Следовательно, проходящий через него высокочастотный сигнал, практически, не ослабевает. Далее, с выхода R сигнал подается на вход высоколинейного малошумящего широкополосного усилителя А1, нагрузкой которого является преобразователь частоты (смеситель) VI.
На второй вход преобразователя VI подается высокочастотный синусоидальный сигнал с выхода генератора плавного диапазона (ГПД) G1.
Диапазоны перестройки ГПД находятся, что естественно, в следующей связи со спектром принимаемых радиоприемником частот. Тогда напомним еще раз частоты диапазонов (табл. 28.1).
Таким образом, на выходе VI образуется целый спектр различных частот, являющихся продуктом физического процесса частотного преобразования частоты сигнала и частоты гетеродина. Но только ОДНА из этого спектра, а именно, соответствующая ПЕРВОЙ промежуточной частоте fпр1, соответствует полосе прозрачности высокоизбирательного кварцевого фильтра Z2. С выхода Z2, выделенная и отфильтрованная частота, равная первой промежуточной, т. е. 55,5 МГц, поступает на вход усилителя первой промежуточной частоты А2, нагрузкой которого является второй преобразователь частоты V2.
Второй преобразователь частоты необходим для осуществления процесса переноса полезного сигнала с частоты 55,5 МГц на значительно более низкую вторую промежуточную частоту fпр2, на которой и будут осуществляться такие манипуляции с сигналом, как основное усиление его величины и детектирование.
В описываемом приемнике в качестве ПЧ2 (второй промежуточной частоты) выбрана частота, равная 1,455 МГц. Легко видеть, что в этом случае, второй гетеродин G2 НЕ ДОЛЖЕН быть перестраиваемым. Но вот требования к стабильности его частоты достаточно велики. Частота колебаний G2 выбрана равной 54,045 МГц. Поскольку это стандартизованная частота для современного ряда кварцевых резонаторов. Далее сигнал с частотой, равной второй промежуточной, т. е. 1,455 МГц подается на вход резонансного усилителя ПЧ2, обозначенного на структурной схеме — А3, перед которым находится селективный фильтр Z3. С выхода А3 сигнал поступает на вход детектора V3, осуществляющего выделение сигнала низкой (звуковой) частоты, поступающей затем на вход УНЧ (усилителя низкой частоты) или, как иногда принято его именовать — УМ3Ч (усилителя мощности звуковой частоты). Нагрузкой которого и является динамик BF.
Как и показано на структурной схеме (см. рис. 28.1.), радиоприемник снабжен ДВУХПЕТЛЕВОЙ системой АРУ — автоматической регулировки усиления. Поясним необходимость применения подобной системы. Начнем с цепи АРУ-2. Подобная цепь присутствует в любых супергетеродинных приемниках. Даже тех, которые реализуют принцип ОДНОКРАТНОГО преобразования частоты. В том числе самых простых и дешевых. Задача такой АРУ — предотвращать перегрузку УНЧ, а, следовательно, искажение звукового сигнала, в случае резкого возрастания уровня сигнала ПЧ на выходе УПЧ приемника, что особенно характерно для КВ диапазонов. Это явление, в свою очередь, связано с резким возрастанием амплитуды принимаемого сигнала в точке приема.
Так что само наличие петли АРУ-2 в предлагаемом для повторения приемнике не является чем-то особенным. Совсем другое дело — качественно- количественные характеристики и сам принцип, положенный в основу действия АРУ-2 в данном случае. Как будет показано ниже, качество АРУ-2, которое достигнуто оригинальным схемотехническим решением, значительно выше, чем можно добиться применением, ставших уже стандартными решений. Но, сохранение высокой линейности функционирования УПЧ2 в широком динамическом диапазоне поступающих на его вход сигналов от преобразователя частоты V2, к сожалению, не является окончательной гарантией высокого качества приема, поскольку велика вероятность того, что возможна ситуация, при которой НИКАКИЕ качественные характеристики петли АРУ-2 не спасут положения!
Это, например, может произойти в случае, если уровень сигнала на антенном входе начинает резко возрастать. Тогда, если не принимать соответствующих мер, на пределе своей линейности может оказаться даже усилитель ВЧ А1. Вот почему и потребовалось применение цепи АРУ-1.
Именно цепь АРУ-1 является надежной защитой от разнообразных помех, которые возникают ЕЩЕ ДО первого преобразователя частоты в связи с тем, что любое проявление нелинейности усилителя А1 приводит к возникновению, так называемых, интермодуляционных искажений. Они проявляются на выходе приемника, когда на его вход воздействует одновременно два или более сигналов, частоты которых НЕ совпадают с частотами основного и побочного каналов радиоприема.
«Спец»: Замечательно, уважаемый Аматор. Добавлю только, что перегрузка входного УВЧ А1 опасна еще и тем, что может возникнуть эффект, так называемого, БЛОКИРОВАНИЯ. Это означает изменение уровня сигнала или отношения сигнал/шум на входе приемника при воздействии радиопомехи, частота которой НЕ совпадает ни с одной частотой основных и побочных каналов приема.
«Н»: Час от часу не легче! А что же все наши резонансные цепи!? Сколько трудов и все напрасно?
«Спец»: Кто сказал — напрасно! Вот уж нет! Но ты не должен забывать, что любая реальная радиотехническая цепь, обладает определенной нелинейностью. И реальная радиотехника — это борьба за приближение к идеалу! Никаких интермодуляционных искажений при идеальной линейности, скажем, УВЧ — не было бы.
«А»: И весь вопрос в том, чтобы склонять в нашу пользу количественные показатели. Ведь согласись, есть большая разница, если те же интермодуляционные помехи уже накладываются на полезный сигнал при уровнях, например, 50 милливольт, что и случается в обычной схемотехнике, или при уровнях около 1 вольта, что характерно для лучших связных устройств!?
«Спец»: Мы не станем останавливаться сейчас на перечислении иных видов помех, бороться с которыми АРУ-2 не может в принципе. Так что применение аттенюатора R, являющегося, по сути дела, исполнительным устройством системы автоматического регулирования минимизации уровня перекрестных, интермодуляционных и прочих помех — необходимая мера при конструировании современных как профессиональных, так и любительских приемников. Вот после этого можем перейти к рассмотрению окончательного варианта принципиальной электрической схемы радиоприемника с преобразованием «вверх».
Информация к размышлению
Современный высококачественный радиоприемник НЕ МОЖЕТ БЫТЬ собран на одной плате, если поставлена цель получить от него высокие характеристики! Поскольку взаимные связи высокочастотных цепей и помехи, возникающие уже по этой причине, при работе различных каскадов, будут принципиально снижать качество приемника. Поэтому в данной конструкции использован принцип построения отдельных функциональных узлов приемника в виде отдельных плат. С последующим их объединением в ОДНОЙ секционированной, изготовленной из листовой латуни экранированной конструкции — т. н. ОБЕЧАЙКЕ. Чертеж которой будет приведен после описания принципиальной электрической схемы.
А . Селектор диапазонов
Принципиальная электрическая схема селектора диапазонов приведена на рис. 28.2. Заметим, что резистор, включенный параллельно антенному разъему, предотвращает накопление статического электрического заряда на гальванически изолированной от земли антенне. Тип резистора — С2-29В. Конденсатор СА обеспечивает защиту приемника при высокой статической ЭДС, в случае подключения к нему наружной антенны. В случае использования только собственной штыревой антенны, в качестве этого конденсатора желательно применить высококачественный конденсатор с малой утечкой типа К76-4-1 мкФ.
Б . Аттенюатор, широкополосный УВЧ и преобразователь первой промежуточной частоты
Принципиальная электрическая схема этого узла представлена на рис. 28.3.
Выделенный селектором диапазонов сигнал, вместе с большим количеством посторонних сигналов через конденсатор С1 поступает на вход регулируемого высокочастотного аттенюатора, в качестве которого используется р-i-n-диод типа КА509Б, с катода которого через С4 подается на вход фильтра, который «прозрачен» для любой из принимаемых частот, но вносит значительное затухание для любой помехи, частота которой равна значению ПЧ1, т. е. 55,5 МГц. Цепь R2, С11 служит для согласования импедансов (т. е. комплексных высокочастотных сопротивлений, учитывающих как активную, так и реактивную составляющую проводимости) фильтра-пробки и широкополосного УВЧ.
Полоса пропускания этого УВЧ линейна до частоты 35 МГц, после чего его АЧХ (амплитудно-частотная характеристика) имеет плавно спадающий характер. С выхода УВЧ сигнал подается на вход кольцевого балансного смесителя, собранного на диодах Шоттки. Это высоколинейный смеситель, помехоустойчивость которого значительно выше, чем у обычно применяемых в бытовой радиотехнике смесителей. Кроме того, он отличается малыми шумами преобразования. В составе этого смесителя имеются (на входе и выходе) два широкополосных трансформатора ВЧ, соответственно, Тр2 и Тр3, представляющие собой ШПТЛ — широкополосные трансформаторные линии. Как и ШПТЛ Тр1, они выполнены на ферритовых кольцах типа М.0.16 ВТ-8 (параметры колец: D = 10 мм, d = 6 мм, h = 2 мм). Могут быть также использованы кольца соответствующего типоразмера на основе материала 50 ВЧ2.
С выхода смесителя (на второй вход которого подается сигнал с выхода ГПД), полученный в результате преобразования частоты сигнал, через трансформатор Тр2 подается на вход ДИПЛЕКСОРА (т. е. специального высокочастотного фильтра), реализованного по Г-образной схеме. Его характеристика оптимизирована для частоты 55,5 МГц, которая единственная из всех иных поступающих на вход ДИПЛЕКСОРА частот, проходит его без затухания. Таким образом, на выходе конденсатора С20 присутствует, уже предварительно отфильтрованный, сигнал первой промежуточной частоты — 55,5 МГц.
В . Узкополосный малошумящий УПЧ1 и преобразователь второй промежуточной частоты
Принципиальная электрическая схема УПЧ1 приведена на рис. 28.4.
Основой, можно сказать, «сердцем» этого УПЧ является высокоселективный, сложный кварцевый фильтр пассивного типа, имеющий заводское обозначение ФП2П-4-1-В, или подобный ему. Его паспортные характеристики приведены в табл. 28.3.
Сигнал ПЧ1 (см. рис. 28.4) поступает на вход согласующего усилителя, выполненного на транзисторе Т\, включенного по схеме с общим затвором. Нагрузкой этого транзистора является узкополосный кварцевый фильтр, включенный так, как показано на принципиальной схеме. Выделенный этим фильтром сигнал первой промежуточной частоты, подается на затвор полевого транзистора VT3. Этот транзистор представляет собой высоколинейный прибор, оптимальный для высокоимпедансного резонансного усилителя. В цепи стока VT3 включен-колебательный контур L3, С12, настроенный на частоту 55,5 МГц.
С его выхода, через конденсатор С15 сигнал поступает на вход второго смесителя-преобразователя, также выполненного по схеме кольцевого балансного смесителя на диодах Шоттки. На второй вход этого преобразователя частоты поступает высокочастотный сигнал с выхода кварцованного гетеродина, частота которого составляет 54,045 МГц. Получаемая, в результате смешения, вторая промежуточная частота, равная 1,455 МГц, подается на вход ДИПЛЕКСОРА, параметры которого подобраны таким образом, что для приведенной выше частоты его затухание минимально.
Транзистор Т2 является первым каскадом системы, вырабатывающей сигнал управления для АРУ-1. В качестве нагрузки в нем применен колебательный контур, настроенный на частоту 55,5 МГц.
Г . Генератор плавного диапазона (ГПД)
Принципиальная электрическая схема генератора плавного диапазона (ГПД) приведена на рис. 28.5.
С целью получения как можно большей ЧИСТОТЫ спектра сигнала гетеродина, кроме того, высокой стабильности его частоты (или малой кратковременной нестабильности), и, наконец, отказавшись от использования в составе этого ГПД в качестве элемента настройки конденсатора переменной емкости, была принята как ранее указывалось следующая идеология его построения.
Прежде всего, гетеродин реализован на основе сложной, многокаскадной схемы. Собственно перестраиваемый по частоте задающий генератор собран на малошумящем СВЧ (сверхвысокочастотном) транзисторе типа КТ382А.
Основная задача задающего генератора — обеспечить устойчивую генерацию высококачественного, спектрально чистого высокочастотного сигнала. Но для этого амплитуда сигнала на выходе собственно 3Г (задающего генератора) должна быть МАЛОЙ. А режим работы транзистора должен быть выбран в наиболее линейной области его вольт-амперных характеристик.
Вот почему в схеме, представленной на рис. 28.5 амплитуда высокочастотного сигнала на коллекторе транзистора КТ382А не превышает 0,15—0,2 вольта! Поэтому необходимо наличие дополнительного широкополосного ВЧ усилителя, который, сохраняя высокую спектральную чистоту сигнала, увеличил бы его амплитуду до 1,8–2,5 вольт. Поскольку именно такой уровень высокочастотного напряжения требуется для оптимальной работы кольцевого балансного смесителя на диодах Шоттки.
Относительно выбора принципиальной электрической схемы оконечного усилителя для ГПД вопроса не возникает. Поскольку все необходимые для этого параметры имеет (уже примененный нами ранее в качестве УВЧ) высоко линейный широкополосный усилитель на ШПТЛ. Он и реализован на транзисторе VT5. Однако, такой каскад имеет 50-омный вход, следовательно, подавать на него сигнал непосредственно с выхода ЗГ не представляется возможным. Необходима развязывающая схема, достаточно высокий входной импеданс которой не нагружал бы существенно ЗГ. Именно такой развязывающий каскад и выполнен на полевом транзисторе VT2, включенном по схеме с общим затвором. В то же время его выходной импеданс оптимально согласован с оконечным каскадом.
Дополнительным преимуществом подобного подхода является возможность очень легко осуществить подстройку амплитуды выходного сигнала ГПД. В случае если его необходимо почему-либо увеличить, для этого достаточно, абсолютно не вмешиваясь в режим работы ЗГ, просто немного изменить номинал резистора R25. Если уменьшить его величину с 10 Ом, как показано на схеме, до 5,6 Ом, то амплитуда выходного сигнала возрастет, примерно, в 1,5 раза! А если увеличить до 13 Ом, то выходной сигнал уменьшится на 25–30 %.
Как очевидно из принципиальной электрической схемы, регулируемым частотнозадающим параметром описываемого ГПД является емкость варикапов VD1 и VD2. Известно, что колебательный контур, перестраиваемый варикапом, имеет определенный, достаточно существенный недостаток. Он заключается в том, что переменное напряжение, поступающее на контур, изменяет величину емкости варикапа таким же образом, как и подводимое для настройки управляющее напряжение. Вследствие этого, во-первых, емкость варикапа изменяется в такт с изменением переменного (высокочастотного) напряжения. И, во-вторых, происходит сдвиг среднего значения емкости в связи с тем, что положительная и отрицательная полуволны вызывают РАЗЛИЧНОЕ изменение мгновенного значения емкости!
Вот почему из-за изменения мгновенного значения емкости варикапа, переменное напряжение ВЧ может принять форму, заметно отличающуюся от желанной синусоиды. Помимо прочего, это приводит как к ухудшению стабильности работы гетеродина, так и к резкому возрастанию его фазовых шумов. Полезно также всегда помнить, что нелинейные эффекты в контурах, содержащих варикапы, начинаются с того момента, когда амплитуда приложенного к ним высокочастотного напряжения составляет ОДНУ ТРЕТЬ от величины постоянного напряжения, подаваемого на этот компонент.
Метод борьбы с подобным недостатком имеется. Он заключается в том, что вместо одного варикапа в составе задающего колебательного контура применены ДВА. Они включены по ВЧ-сигналу последовательно и в противофазе, а по постоянному напряжению— параллельно. Что и реализовано в принципиальной электрической схеме рассматриваемого ГПД. В этом случае на каждый компонент пары приходится только ПОЛОВИНА величины общей амплитуды переменного напряжения сигнала. Это уже само по себе улучшает соотношение величин переменного и постоянного управляющего напряжений, одновременно прикладываемых к варикапу.
Но самое основное заключается в том, что благодаря незначительному и противоположно направленному изменению емкости, когда используются два встречно включенных компонента пары, мгновенное значение обшей емкости контура, фактически, остается постоянным. Следует заметить, что в данном ГПД применены высококачественные варикапы типа КВ-121А. Эти компоненты поставляются заводом-изготовителем также и в виде предварительно подобранных по параметрам пар и четверок. В этом случае компенсация вообще получается полной. Но, как показала практика, даже в случае применения предварительно НЕ подобранных в пары компонентов, качество выходного сигнала ГПД остается очень высоким.
Другой вопрос заключается в том, что для обеспечения нормального функционирования ГПД, основанных на использовании варикапов, стабильность и качество подаваемого на них постоянного управляющего напряжения должно быть ОЧЕНЬ высоким. Так, в радиоприемниках с преобразованием «вверх» стабильность этого напряжения должна поддерживаться с точностью не хуже 0,2 милливольта (или 0,0002 вольта)! Мало того, поскольку, тем или иным образом, в состав задающего колебательного контура 3Г ГПД входят проходная, входная и переходная емкости транзистора (а они существенно меняются при колебаниях питающего ЗГ постоянного напряжения), это означает, запитывать каскады ГПД следует также от высокостабильного источника напряжения.
Практика подтвердила не раз, что наиболее рационально питать каскады ГПД от индвидуального высокостабильного источника напряжения. Что и сделано в описываемом ГПД. Непосредственно на плате ГПД расположен прецизионный стабилизированный источник питания, построенный по компенсационной схеме на транзисторах VT6, VT7 и микросборке типа 198НТ1А. Принцип работы подобных стабилизаторов будет рассмотрен ниже, а пока вернемся к особенностям принципиальной схемы ГПД.
Для того, чтобы в максимальной степени повысить качественные показатели работы генератора плавного диапазона (ГПД), следует учесть еще некоторые обстоятельства. Например, то, что катушка индуктивности (в данном случае L2) частотнозадающей цепи гетеродина НЕ ДОЛЖНА коммутироваться непосредственно. Это важное требование, как правило, в бытовой радиотехнике полностью игнорируется по экономическим причинам. Между тем, невыполнение этого требования резко снижает даже чисто радиотехнические параметры гетеродинов. Не говоря уже о снижении надежности. В данной конструкции подобный факт учтен самым тщательным образом. Это послужило одной из причин того, что в составе данного ГПД имеются ДВА разных ЗГ. Один из них включен, когда осуществляется прием на поддиапазонах 1–4. А второй — когда прием производится на поддиапазонах 5–8.
При этом с помощью герконовых реле типа РЭС-44 осуществляется подача питающих напряжений и съем сигнала ВЧ с того из двух ЗГ, который обеспечивает подключение выбранного для прослушивания участка частотного спектра. Оконечный ВЧ-усилитель оптимален для всего диапазона, а потому напряжение питания подается на него в течение всего времени работы радиоприемника. Дальше предоставляю слово Аматору.
«Аматор»: У нас на очереди УПЧ2.
Д. Усилитель второй промежуточной частоты и его цепь АРУ-2
Принципиальная электрическая схема усилителя второй промежуточной частоты УПЧ2 и его цепи АРУ-2 представлена на рис. 28.6.
С выхода ДИПЛЕКСОРА второго преобразователя частоты, сигнал подается на конденсатор С1. А с него на Г-образный аттенюатор, образованный резистором R1 и фоторезистором, входящим в состав оптрона АОР124А (ЗОР124А). Далее, через конденсатор С4 сигнал поступает на первый затвор двухзатворного полевого МДП-транзистора КП306А. Потенциал второго затвора с помощью резисторов R2 и R3 отрегулирован таким образом, чтобы обеспечить работу транзистора на квадратичном участке переходной вольт-амперной характеристики.
В качестве нагрузки транзистора VT1 применен колебательный контур С6, L1 настроенный на частоту 1,455 МГц, т. е. на ПЧ2. Двухзатворные полевые МДП-транзисторы указанного типа оптимальны для построения высококачественных резонансных усилителей ввиду того, что практически не оказывают шунтирующего действия на эти контура. Следовательно, не происходит ухудшения добротности контуров.
Далее, выделенный первым каскадом сигнал с частотой 1,455 МГц поступает, на аналогичный второй каскад, также настроенный на частоту 1,455 МГц. А затем и на третий. Выходной сигнал которого должен подаваться на амплитудный детектор для выделения составляющей низкой частоты.
Одновременно с этим, сигнал с выхода У ПЧ2 через конденсатор С23 подается на вход балансного амплитудного детектора, собранного на диодах VD1—VD6. Выходы этого детектора поданы на дифференциальный УПТ (усилитель постоянного тока), собранный на ОУ (операционном усилителе) типа КР140УД1408А. В случае, если сигнал на входе УПЧ2 отсутствует, на выходе этого УПТ уровень постоянного УПРАВЛЯЮЩЕГО напряжения равен нулю. А значит и на входе ИТУН (источника тока, управляемого напряжением), потенциал равен нулю. При этом ток через светоизлучающий диод, входящий в состав оптрона, не протекает. Следовательно, фоторезистор имеет максимальное сопротивление. В этом случае на затвор транзистора VT1 поступает, практически, ВСЯ амплитуда входного сигнала. Но, выделенный резонансными контурами и усиленный сигнал второй ПЧ (1,455 МГц), поступив на вход балансного амплитудного детектора, после соответствующего выпрямления, разбалансирует дифференциальный усилитель, на выходе которого теперь появится некоторый постоянный потенциал Uупр.
Величина этого потенциала находится в прямой зависимости от амплитуды сигнала ПЧ2 на выходе УПЧ2. При подаче на вход ИТУН, потенциал управляющего сигнала вызовет появление в цепи нагрузки ИТУН некоторого значения постоянного тока, протекающего по нагрузке. Которой в данном случае является цепь, состоящая из R21 и светодиода оптрона. В результате, излучаемый этим светодиодом поток фотонов, попав на поверхность фоторезистора, резко уменьшит его сопротивление.
В этом случае изменяется соотношение сопротивлений в Г-образном аттенюаторе и сигнал, поступающий на затвор VT1 — уменьшается. Таким образом, цепь АРУ-2 оказывается замкнутой, а система авторегулирования — функционирующей. Естественно, подобная цепь АРУ является очень эффективной и хорошо поддающейся регулированию и настройке по следующим причинам:
а) отношение проводимости максимально освещенного (для данного оптрона) фоторезистора к его минимальной, т. е. «темновой» проводимости, составляет величину порядка нескольких тысяч;
б) автоматическая регулировка усиления подобного типа НЕ ЗАТРАГИВАЕТ режимов работы усилительных каскадов УПТ2 по постоянному току. А значит, не ухудшает их линейных, шумовых и резонансных характеристик;
в) легко поддается регулированию, первоначальная отладка собственно УПЧ2 и АРУ-2 может осуществляться раздельно.
Е . Генератор кварцованный (второй гетеродин)
Схема кварцованного генератора каких-либо особенностей не содержит и представлена на рис. 28.7. Содержит задающий генератор (ЗГ) на транзисторе КТ326Б, стабилизированного кварцевым резонатором на частоту 54,045 МГц. А также оконечный высокоимпедансный усилитель на однозатворном полевом МДП-транзисторе КП305Д и р-n-р-транзисторе типа КТ337. В качестве нагрузки оконечного биполярного транзистора включен колебательный контур С13, L4, настроенный на частоту кварца.
Ж. Принципиальная электрическая схема цепи АРУ-1
На рис. 28.8. представлена принципиальная электрическая схема цепи АРУ-1. С выхода резонансного усилителя, собранного на Т2 (см. рис. 28.4.), через конденсатор С10, сигнал ПЧ1 (55,5 МГц) подается на вход балансного амплитудного детектора, собранного на диодах VD1—VD6. Для точной регулировки баланса служит подстроечный резистор R7 типа СП5-16ВА-0,25. С выходов этого детектора как опорный, так и продетектированный сигналы подаются на соответствующие входы высокоточного ИЗМЕРИТЕЛЬНОГО УПТ, построенного на микросхемах D3—D5.
Выбор подобной принципиальной схемы этого усилителя постоянного тока (УПТ), мотивируется целым рядом факторов. Во-первых, подобные усилители сочетают в себе значительное количество технических показателей, которые делают их наиболее предпочтительными для применения в системах АРУ приемников высокого класса. Это, прежде всего, высокая точность и постоянство однажды установленных режимов. Кроме того, именно ИНСТРУМЕНТАЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ дают возможность легко и в широких пределах (притом без помощи паяльника) регулировать коэффициент усиления по дифференциальному входу: который легко подсчитывается по формуле:
При этом, поскольку баланс инструментального усилителя регулируется отдельным подстроенным резистором R21, то регулировка усилителя на «нуль» не представляет никаких трудностей. Резистор R15 состоит из двух последовательно включенных резисторов. Что и определяет, в зависимости от крайних положений ползунка подстроечного резистора, его максимальное и минимальное значения коэффициента усиления.
С выхода микросхемы D5 сигнал, который теперь представляет собой некоторый постоянный отрицательный потенциал, подается на вход ИТУН1, который собран на D2 и транзисторах VT3 и VT4. Абсолютная величина этого отрицательного потенциала зависит, в основном, от двух факторов. Во-первых, от абсолютной величины дифференциального входного напряжения, которое приложено ко входам инструментального усилителя. А это напряжение, в свою очередь, после предварительной настройки схемы, зависит ТОЛЬКО от амплитуды ВЧ-сигнала, поступающего на вход балансного детектора. Во-вторых, от значения выбранного К.
Напомним, что дифференциальное входное напряжение представляет из себя:
U вх. дифф = ΔU вх = U2 - U 1 .
Если сигнал на выходе инструментального усилителя (ИУ) равен нулю, то, соответственно, генерируемый схемой ИТУН1, также равен нулю. Это означает, что светодиод оптрона ЗОР124А — не светится. Следовательно, сопротивление резистора оптрона максимально. А, значит, этот фоторезистор не оказывает никакого шунтирующего действия на резистор R2, который, в свою очередь, входит в состав делителя напряжения, определяющего уровень положительного потенциала на входе ИТУН2.
Токовой нагрузкой ИТУН2, как это видно из принципиальной схемы, является p-i-n-диод. Именно его высокочастотная проводимость и является объектом регулирования. Но в исходном состоянии проводимость этого диода должна быть максимальной. То есть ИТУН2 построен таким образом, что при отсутствии сигнала на входе петли АРУ-2, величина тока через этот диод максимальна и выбирается из технических характеристик оптрона. Следовательно, высокочастотная проводимость при этом тоже максимальна.
Но в том случае, если на вход балансного амплитудного детектора цепи АРУ-1 поступает высокочастотный сигнал, в зависимости от своей амплитуды, он вызывает на выходе инструментального усилителя соответствующий потенциал, имеющий ОТРИЦАТЕЛЬНУЮ полярность. Который, как уже говорилось ранее, понижая сопротивление фоторезистора, входящего в состав оптрона ЗОР124А, уменьшает величину положительного смещения на неинвертирующем входе ОУ D1. Это, соответственно, приводит к уменьшению величины постоянного тока, протекающего через структуру диодного аттенюатора. Следовательно, высокочастотная проводимость последнего становится меньше. А значит, уровень ВЧ-сигнала на входе широкополосного УВЧ — существенно понижается.
Таким образом, цепь АРУ-1 оказывается замкнутой. Напомним, что именно малое высокочастотное сопротивление p-i-n-диода в открытом состоянии (т. е. максимальной проводимости) позволяет включать его в состав входной цепи радиоприемника. Причем, именно ДО входа предварительного УВЧ! Практически, не увеличивая при этом коэффициент шума. При таком включении диод действует, как легко регулируемый линейный ослабитель (аттенюатор), у которого значение коэффициента ослабления является плавной функцией от протекающего через этот диод постоянного тока. А, следовательно, функцией входного сигнала. В связи с этим во много раз увеличивается способность приемника воспроизводить без искажений сигналы, уровень которых изменяется во времени случайным образом, причем в широком динамическом диапазоне. Поэтому p-i-n-диод в значительной степени отличается от обычного диода с р-n-переходом тем, что между областями с дырочной и электронной проводимостями, находится слой полупроводникового материала с СОБСТВЕННОЙ ПРОВОДИМОСТЬЮ, так называемый i-слой. Этот слой характеризуется очень малым содержанием примесей и поэтому обладает большим удельным сопротивлением. Когда ток через структуру такого диода не проходит, объемное сопротивление слоя, обладающего собственной проводимостью, характеризуется величиной эквивалентного сопротивления, составляющего обычно от 7 до 10 килоом. (это при 50-омной то схемотехнике!)
А минимальное его сопротивление порядка единиц Ом. Изменение величины объемного сопротивления, в зависимости от изменения прямого тока смещения, легко подсчитать по формуле:
Ri = 26/I0.87
где Ri — выражено в омах, I — в миллиамперах.
«Аматор»: Если Вы, уважаемый Спец, не против, я хотел бы, чтобы какую-то часть в процессе наших объяснений принял и Незнайкин.
«Спец»: А почему я должен быть против? Ну, наша будущая смена, «прошу к доске».
«Незнайкин»: Так и я не против. Свой рассказ начну с преобразователя напряжения.
3. Высокостабилизированный преобразователь напряжения для варикапов ГПД
Принципиальная электрическая схема этого узла уже была представлена на рис. 16.4.
Функционирование этого преобразователя напряжения происходит следующим образом. Задающий низкочастотный генератор, снабженный двумя различными, независимыми системами обратной связи, стабилизирующими амплитуду выходного переменного напряжения, генерирует низкочастотный синусоидальный сигнал. Этот сигнал подается на вход двухтактного оконечного усилителя мощности, выход которого по петле обратной связи через резисторы R1 и R5 подается на вход и, соответственно, осуществляет авторегулировку режима транзистора VT1, на котором и реализован ЗНГ (задающий низкочастотный генератор). Лампочка накаливания «Л1», включенная в цепь эмиттера транзистора VT1, является нелинейным элементом цепи обратной связи по амплитуде выходного сигнала.
Характер подобного элемента цепи ОС (обратной связи) — параметрический. Та часть сигнала ЗНГ, которая подается в цепь базы VT1 через фазосдвигающую цепочку R1, С1, С2 — носит компенсационный характер.
Таким образом, с выхода той части принципиальной схемы, которая реализована на транзисторах VT1—VT6, через конденсатор связи С7, стабилизированный по амплитуде сигнал от ЗНГ подается на вход усилителя амплитуды (мощности) выходного сигнала. Он выполнен на транзисторе VT7, нагрузкой которого служит импульсный повышающий трансформатор Тр1.
Со вторичной обмотки которого, после выпрямления и фильтрации, положительное напряжение, величина которого составляет около 38 вольт, подается на вход прецизионного стабилизатора напряжения, собранного по компенсационной схеме на транзисторах VT8 и VT9 и микросхеме 198НТ1А.
С целью получения максимально высоких качественных показателей, в данном высокоточном стабилизаторе напряжения, вместо имеющих достаточно высокий уровень шумов стабилитронов, использованы, соответствующим образом включенные, интегральные транзисторы, входящие в состав микросборки. Это позволило также значительно понизить величину сквозного тока через структуру цепочки, выполняющей функции генератора опорного напряжения от значения 5–8 миллиампер (в случае применения обычного стабилитрона) до 1 миллиампера, что в данном конкретном случае является существенным.
Наличие в схеме подстроечного резистора R19 типа СП5-16ВА-0,125 (или подобного, но обязательно «закрытой» конструкции) дает возможность осуществить подстройку величины выходного высокостабилизированного напряжения представленной на рис. 16.4. схемы в пределах от 26 до 34 вольт.
«Спец»: Ну просто как по книге. Молодцом! Продолжай в том же духе. Но помни, что для «большого приемника» узел, включающий R21—R25 — отбрасывается. И заменяется другим!
«Незнайкин»: Я попробую…
И . Амплитудный детектор и усилитель мощности звуковой частоты
Конструктивно, в состав электронных узлов приемника, скомпонованных в единой обечайке, данный узел не входит. И поэтому выполнен на отдельной печатной плате. Это, помимо прочего, дает возможность делать его легкозаменяемым, т. е. сменным. При дальнейшей модификации описываемого радиоприемника, предполагается ввести в состав последнего СИНХРОННЫЙ ДЕТЕКТОР. Поэтому применение той или иной разновидности УМЗЧ, соответствующей различным тенденциям и взглядам, касающимся этого вопроса, присущих различным радиолюбителям-конструкторам, также не может игнорироваться. Поэтому, вместо представленной на рис. 28.9, принципиальной электрической схемы узла УМЗЧ, может быть использована и иная.
В предложенном автором варианте УМЗЧ используется обычный амплитудный диодный детектор с предварительным смещением диода, позволяющий существенно линеаризовать его характеристику. С выхода амплитудного детектора, через конденсатор С4, выделенная низкочастотная составляющая сигнала подается на предварительный усилитель, выполненный на транзисторах VT1 и VT2, охваченных глубокой отрицательной обратной связью. С выхода предварительного усилителя низкой частоты сигнал поступает на двухтактный оконечный каскад, все пять транзисторов которого, а именно, VT3—VT7 охвачены отрицательной обратной связью по постоянному току, что способствует стабилизации режимов работы каскадов УМЗЧ и значительно улучшает линейность.
«Аматор»: Хочу сделать небольшое примечание: в качестве резистора R15 желательно применить СП5-16ВА-0,25 или подобный. Все постоянные резисторы OMЛT-0,25 или С2-23-0,125. Конденсаторы С6 и С9 желательно применить танталовые (тип К52-1). Остальные — К50-35Б. А еще лучше — производства Южной Кореи или Тайваня.
А вот о блоке питания просил бы рассказать Вас, уважаемый Спец.
«Спец»: Ну, что же, не вижу причин для отказа.
К . Схема и описание блока стабилизированных источников питания
Принципиальная электрическая схема блока стабилизированных источников питания предлагаемого для повторения приемника, представлена на рис. 28.10.
Как легко видеть, в одном блоке объединены три автономные стабилизированные источника напряжения: +12,6, -12,6, и +7,5 вольта.
Рассмотрим функционирование этих стабилизированных источников на примере СН (стабилизатора напряжения) на +12,6 вольта. Он представляет собой стабилизированный источник напряжения компенсационного типа с последовательно включенным исполнительным регулирующим устройством, в качестве которого использован составной проходной транзистор (схема Дарлингтона). Проходной транзистор состоит из трех транзисторов, соответственно, VT4, VT5 и интегрального транзистора, входящего в состав транзисторной сборки 198НТ1 А, остальные интегральные транзисторы которой используются в схеме сравнения.
Как известно, схема Дарлингтона обладает очень высоким значением Вст. Величина которого 10000 и более. Таким образом, задаваясь значением максимального тока, отдаваемым СН в нагрузку, равного в нашем случае 0,4 ампера, нетрудно убедиться, что для этого достаточно, чтобы базовый ток интегрального транзистора, входящего в состав составного, был равен, примерно, всего 5 микроамперам!
Особенность работы данного стабилизатора напряжения (СН) заключается в том, что его функционирование проходит по основной формуле
Iст = 0,2 миллиампера.
Ток стока полевого транзистора VT3 является строго фиксированной и стабильной величиной. Во-первых, потому что VT3 и R6 представляют собой СТАБИЛИЗАТОР ТОКА уже по причине самой конфигурации их включения. Во- вторых, значение тока стока равное 0,2 миллиампера, в данном случае выбрано далеко не случайно. Эксперименты показали, что для Р-канального полевого транзистора типа КП103К, именно эта величина тока стока является «магической». То есть лежит в области особой, термостабильной точки проходной характеристики этого транзистора, ток стока в которой НЕ ЯВЛЯЕТСЯ функцией температуры в пределах от -40 до +85 °C! Вот по какой причине применение полевых транзисторов того же типа КП103, но других индексов, крайне нежелательно.
Более того, практика показала, что при построении СН этого типа, желательно иметь уже заранее подобранные пары (транзистор VT3 — резистор R6), поскольку для различных образцов полевого транзистора КП103К (2П103В) значение R6 может варьироваться.
Как легко видеть, базовый ток интегрального транзистора VT1 вызывает значительный коллекторный ток силового регулирующего (проходного) транзистора VT4, через который проходит ВЕСЬ ток, питающий нагрузку СН.
Пусть в силу ряда причин, значение нестабилизированного напряжения на входе СН — повысилось.
Ток стока вышеупомянутого полевого транзистора КП103К остался при этом прежним. Но выходное напряжение СН, в силу роста его входного напряжения, получает тенденцию к возрастанию. Однако, потенциал базы левого по схеме транзистора схемы сравнения (его выводы соответствуют номерам 14, 13 и 12 — см. рис. 28.10) ЖЕСТКО стабилизирован опорным напряжением, в точке 13. И незначительное увеличение коллекторного напряжения этого транзистора — не изменит значения его коллекторного тока. А, следовательно, и значения его эмиттерного тока.
А это значит — и тех 50 % тока, которые приходятся на его долю и вместе с другими 50 %, которые обеспечивает правый по схеме транзистор (его выводы соответствуют номерам 10, 11 и 12) создают на общем для этой пары транзисторов эмиттерном резисторе R9 жестко застабилизированный потенциал UR9. Но если упомянутая выше тенденция к возрастанию выходного напряжения СН не способна изменить потенциал базы ЛЕВОГО по схеме транзистора эмиттерносвязанной пары транзисторов, то как раз о потенциале базы ПРАВОГО транзистора эмиттерносвязанной пары — этого сказать нельзя.
Через выходной делитель напряжения, образованный резисторами R9, R11 и R12, произойдет некоторое повышение потенциала базы. Вслед за этим, токовые режимы схемы претерпят следующие изменения. Во-первых, возрастет коллекторный ток правого транзистора пары. Но вот потенциал эмиттера этого транзистора — останется на прежнем уровне. Поскольку при этом левый транзистор просто соответственно уменьшит свою долю тока через R9.
Таким образом, каких-либо препятствий на УВЕЛИЧЕНИЕ своего коллекторного тока правый транзистор микросборки не имеет. Но, в свою очередь, даже это очень малое (а оно именно очень малым и будет) УВЕЛИЧЕНИЕ коллекторного тока правого транзистора, вызывает РАВНОЕ ЕМУ по абсолютной величине, УМЕНЬШЕНИЕ базового тока составного транзистора (см. основную формулу работы СН: I ст = I б VT' + I к VT" = const!).
Следовательно, это вызовет немедленное призапирание проходного транзистора VT4. Ну и как следствие этого — уменьшение выходного напряжения СН. То есть — возвращение регулируемого параметра — выходного напряжения к своему первоначальному значению.
Нетрудно показать, что УМЕНЬШЕНИЕ величины нестабилизированного входного напряжения, поступающего на вход СН, приведет к тому же результату. То есть ЗНАЧЕНИЕ ВЕЛИЧИНЫ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ СН — ОСТАНЕТСЯ НЕИЗМЕННЫМ. То же самое будет происходить при изменении тока нагрузки. Практика работы с подобными СН показывает, что данная схема работает очень эффективно, достаточно проста и обеспечивает величину коэффициента стабилизации выходного напряжения около 2000. При том, что уровень пульсаций на выходе не превышает 1,2 милливольта.
В состав принципиальной электрической схемы СН входит также узел электронной защиты проходного транзистора от короткого замыкания по нагрузке. Этот узел включает в себя датчик короткого замыкания на выходе СН. В качестве этого датчика служит резистор R13. Его номинал подобран таким образом, что пока ток нагрузки не превышает 0,4 ампера, падение напряжения на резисторе R13 недостаточно для отпирания транзистора VT1.
Следовательно, делитель напряжения в коллекторной цепи VT1, состоящий из последовательно включенных резисторов R2 и R3 обеспечивает надежное запирание транзистора VT2.
При этом его коллекторный ток равен нулю и никакого влияния на режим работы стабилизатора тока (VT3, R6) цепь защиты не оказывает. Но как только на выходе схемы СН возникнет режим короткого замыкания, или даже просто превышения предельно допустимого тока нагрузки, на R13 возникает падение напряжения, превышающее пороговое напряжение отпирания транзистора VT1. Который из запертого состояния немедленно перебрасывается в насыщенное. В таком случае его коллекторный ток создает на R3 падение напряжения, которое приводит к возникновению коллекторного тока транзистора VT2.
Поскольку этот ток протекает по резистору R6, он создает на нем падение напряжения, которое полностью запирает полевой транзистор VT3. Таким образом, составной проходной транзистор и схема сравнения переводятся в закрытое состояние. Но, как видно из анализа этой схемы, прекращение протекания тока нагрузки, приводя к снижению падения напряжения на резисторе датчика, вызовет прекращение воздействия схемы защиты. А значит имеет место динамический процесс, который вызовет протекание через проходной транзистор некоторого КРИТИЧЕСКОГО тока, величина которого для данной схемы составляет, примерно, 0,5 ампера. Этот ток не разрушит проходной транзистор и обеспечит резерв времени, в течение которого можно зафиксировать факт короткого замыкания (КЗ) или просто аварийной ситуации в нагрузке и принять соответствующие меры.
Аналогичным образом работают и остальные два СН блока питания приемника.
Л . Силовая часть блока питания
Принципиальная электрическая схема силовой части приведена на рис. 28.11.
Каких-либо особенностей силовая часть не имеет, за исключением того, что силовые трансформаторы Тр1 и Тр2 — тороидальные. Соответственно, их номинальные мощности составляют 25 ВА и 10 ВА. Сердечники должны соответствовать этой мощности.
«Аматор»: Теперь на очереди цифровой частотомер…
«Незнайкин»: Я весь внимание и готов записывать. Но вот к анализу еще не очень готов.
«Спец»: Это я понимаю. Поэтому прошу внимания, мы приступаем.
М . Принципиальная электрическая схема частотомера и цифровой шкалы.
Описание принципов работы частотомеров.
Пояснение особенностей работы универсальной цифровой шкалы приемника с преобразованием «вверх»
Как известно, в современных радиоприемных устройствах высокого класса считается признаком дурного тона использовать механическую шкалу настройки. Это тем более справедливо, если речь идет о приемниках профессионального типа, либо для приемников дальнего приема, обладающих повышенными требованиями к чувствительности и избирательности, особенно в диапазоне КВ.
И, наконец, применение цифровой шкалы настройки в приемниках с преобразованием «вверх», особенно если в них применены варикапные матрицы (как в данном случае), представляется абсолютно необходимым.
Вообще в последние годы восторжествовала тенденция замены механического шкального устройства с его ненадежным механизмом, электронным устройством цифрового отсчета частоты (ЦОЧ), обеспечивающим высокую точность измерения частоты принимаемого сигнала (погрешность менее 0,5 % в KB-диапазоне). А также хорошую визуальную индикацию частоты настройки и прочие возможности. Например, программируемое изменение частоты приема по заранее составленному временному графику или осуществление автоматического поиска станции и слежение за ней в условиях вариаций ее рабочей частоты в точке передачи.
В общем случае ЦОЧ или ЦИФРОВАЯ ШКАЛА, представляет собой некий счетчик частоты настройки, оснащенный цифровым индикатором. Следует заметить, что непосредственное измерение частоты принимаемого сигнала затруднительно, поскольку уровень этого сигнала может, в принципе, оказаться недостаточным, либо вообще отсутствовать. В частности, это происходит при глубоком замирании сигнала — феддинге. Поэтому при реализации цифровой шкалы прибегают к косвенным методам измерения, основанным на использовании частоты гетеродина (в нашем случае — ГПД). Чтобы при измерении частоты гетеродина fгет индицировалась частота принимаемого сигнала fсигн, в приемниках с преобразованием «вверх» необходимо внести поправку:
f сигн = f гет — f пр
Внести такую поправку на величину промежуточной частоты можно несколькими способами, основанными на применении следующих методов:
а) двух счетчиков частоты,
б) счетчика частоты, включающего дополнительный дешифратор на ПЧ,
в) вычитателя частоты в преобразователе кода,
г) счетчика частоты с предварительной установкой.
Вот, например, как осуществляется принцип работы ЦОЧ с одним счетчиком частоты и дополнительным дешифратором на частоту, равную ПЧ.
Смысл метода заключается в том, что за время измерения (мерный интервал) счетчик подсчитывает импульсы, начиная с нулевого состояния, до тех пор, пока не пройдет число импульсов, соответствующее значению ПЧ. Затем счетчик устанавливается в «0» и процесс измерения продолжается. Таким образом, к моменту окончания процесса подсчета, состояние счетчика соответствует искомому значению частоты сигнала.
Данный метод предусматривает формирование последовательностей импульсов. Итак, используется только ОДИН счетчик, который ДВАЖДЫ сбрасывается в «0» в течение одного цикла счета. Структурная схема такого ЦОЧ приведена на рис. 28.12.
Функционирование осуществляется следующим образом. Импульс установки, поступающий со схемы формирования временных интервалов 4 через схему логического суммирования 7 подается на вход установки 0 (вход R) счетчика 3. Помимо этого, импульс установки подается еще на вход R триггера 5.
Таким образом, узлы 3 и 5 — сбрасываются в «0». Этим самым за период счетного интервала (время Тсч) осуществляется подсчет импульсов с нулевого состояния до того момента, пока через декады счетчика не пройдет число импульсов, соответствующее значению ПЧ. В состав схемы входят также формирователь импульсов 1 и схема совпадений 2. Поступающая затем с выхода дешифратора 8 на вход S триггера 5 логическая ЕДИНИЦА, перебрасывает триггер во включенное состояние. При этом положительный перепад напряжения на его выходе 0, запускает устройство формирования коротких импульсов 6. Выходной импульс, пройдя через схему сложения 7, вторично сбрасывает счетчик в «0». Поскольку до прихода следующего импульса установки S — триггер 5 будет сохранять (запоминать) состояние на выходе, которое соответствует логической «1», то за оставшееся время счета, полностью исключается возможность обнуления счетчика, благодаря чему достигается корректировка на величину ПЧ.
Заметим, что с выхода счетчика 3 по информационной шине поток данных о числовом значении измеряемой частоты сигнала подается на преобразователь кода 9, а затем на многоразрядный цифровой индикатор 10.
В качестве еще одного метода, который вполне может подойти для решения стоящей перед нами задачи, является устройство ЦОЧ, основанное на использовании «счетчика частоты с предварительной установкой». В этом случае счетчик устанавливается не на «0», а в такое состояние, чтобы после прохождения числа импульсов, соответствующих ПЧ, счетчик просто пришел в некоторое исходное состояние, предварительно записанное в память.
Этот метод некоторые авторы рекомендуют при использовании цифровых микросхем среднего уровня интеграции, допускающих предварительную установку произвольного числа. Этот метод действительно очень хорош и, как мы покажем ниже, примененные в составе нашей цифровой шкалы микросхемы, вполне допускают осуществление предварительной установки произвольного числа. Тем не менее, при проектировании приемника был избран ранее описанный метод, базирующийся на применении ОДНОГО счетчика частоты и дополнительного дешифратора на ПЧ.
Решающим аргументом, определившим выбор метода построения цифровой шкалы для приемника, послужило следующее обстоятельство. Дело в том, что при прочих равных условиях, выбранный нами метод представляется более универсальным. Поскольку обеспечивает НАИБОЛЕЕ ПРОСТО РЕАЛИЗУЕМУЮ возможность построения цифровой системы, совмещающую в себе функции как ЦИФРОВОЙ ШКАЛЫ, так и компактного ИЗМЕРИТЕЛЬНОГО ЧАСТОТОМЕРА одновременно!
Перевод системы из одного качества в другое вполне возможно, как будет показано ниже, осуществить с помощью обыкновенного тумблера. Вот почему такое устройство (ЦОЧ + ЧАСТОТОМЕР) окажет колоссальную помощь в процессе настройки как описываемого приемника, так, что тоже не исключается, многих других устройств.
Принципиальная электрическая схема УНИВЕРСАЛЬНОЙ ЦИФРОВОЙ ШКАЛЫ (будем впредь именовать это устройство так), была представлена на рис. 27.1.
Работа универсальной цифровой шкалы осуществляется следующим образом. Генератор, формирующий тактовые импульсы, стабилизированный кварцем, имеющим собственную частоту резонанса 32768 герца, собран на микросхеме D2 типа К176ИЕ5. Эта специализированная микросхема содержит в себе не только схему генератора прямоугольных импульсов, но также и двоичный счетчик, выходы которого дают возможность получить как собственно выходной сигнал этого генератора, так и результат деления его частоты на 2 в 15 степени. А, кроме того, еще и на 2 в 14 степени, а также на 2 в 9 степени.
При этом эпюра контрольного сигнала генератора снимается с выводов 11 и 12 микросхемы D2. Следует заметить, что эпюры сигналов на этих выводах сдвинуты друг относительно друга по фазе на 180 градусов. Таким образом, на выводе 5 D2 формируется прямоугольный сигнал с периодом 1 герц. Далее этот сигнал поступает на счетный вход D-триггера, который выполнен на микросхеме D3 К176ТМ2 (К561ТМ2). И затем с прямого выхода этого триггера (вывод 1) подается на вход логического инвертора, собранного на одном из элементов 2И-НЕ, которые имеются в составе микросхемы D4 К176ЛА7 (К561ЛА7). Для формирования необходимых внутрисистемных служебных импульсов, сигнал с вывода 5 микросхемы D2, одновременно с подачей на счетный вход D-триггера, подается на еще один элемент 2И-НЕ, откуда после инвертирования (вывод 11 D4) подается на двухвходовую схему совпадения (выводы 5 и 6 D4).
Инвертированный выходной сигнал сумматора (вывод 4 D4) поступает на схему формирователя коротких импульсов, реализованную, как это и следует из принципиальной схемы, с помощью логического инвертора (входы 8 и 9 D4). А также схемы сдвига, в формировании которой участвует конденсатор С10. Для более наглядного понимания того, как именно осуществляется формирование необходимых нам служебных сигналов, основные моменты процесса представлены на рис. 28.13.
Действительно, для того, чтобы легко и удобно считывать показания цифровой шкалы, а равно и показания частотомера (при проведении процесса измерений), желательно счетный интервал (это то время, в течение которого осуществляется подсчет числа поступающих импульсов в каждом цикле), иногда говорят СЧЕТНЫЙ ПЕРИОД, разбить на три интервала, соответственно:
1. Интервал счета.
2. Интервал индикации.
3. Интервал установки.
Вот именно для этой цели и служат микросхемы D3, D4, D5 и D6.
Естественно, эпюра «б» соответствует ситуации на выводе 11 D4. А эпюра «а» — ситуации на выводе 3 D4. Тогда инвертированный выходной сигнал сумматора (эпюра «с»), как легко убедиться, произведя логическое сложение эпюр «а» и «б», поданный на вход инвертора, учитывая временную задержку, вносимую конденсатором С10, дает сигнал, который и представлен на эпюре «в». Как видим, сформировалась очень важная для дальнейшей работы схемы временная задержка (см. рис. 28.13).
Теперь на выводе 6 D5 сформировался короткий импульс положительной полярности, который подается на выводы 1 всех микросхем К176ИД2 (D15—D19). Эти микросхемы представляют из себя преобразователи кода 1-2-4-8 в семисегментный позиционный. Но в составе этих микросхем имеются и дополнительные устройства. В частности, память. Вообще микросхема К176ИД2, при наличии логического уровня «0» на ее выводе 1 — запоминает сигнал, поступивший на ее информационные входы, т. е. выводы 5, 3, 2 и 4.
Таким образом, короткий положительный импульс, о котором речь шла выше, «запишет» в память всех микросхем К176ИД2 текущее значение измеряемой частоты. Которое и зафиксируется в десятичном коде пятизначным цифровым индикатором, собранным на светодиодных семисегментных индикаторах типа АЛ304Г. Но требуется еще обеспечить и правильную работу счетчиков, в которых использованы микросхемы К176ИЕ2 (D10—D14). Как известно, информация на выходах этих микросхем сбрасывается в «0», если на выводах 9 присутствует уровень логической ЕДИНИЦЫ.
В то же время, схема работает в режиме нормального счета, если на выводе 9 поддерживается логический НУЛЬ. Для того, чтобы сформировать сигнал, сбрасывающий показания счетчиков, сигнал с вывода 6 D5 подается на узел, формирующий необходимую длительность и фазу, который и будет синхронизировать рабочий цикл счетчиков К176ИЕ2. Этот узел реализован на микросхеме D6, конденсаторах С8 и С9, также резисторе R11.
При установке тумблера выбора режима работы в положение 2 (ЧАСТОТОМЕР), устройство будет осуществлять счет числа импульсов, поступивших на его вход. Для того, чтобы в нашем распоряжении оказался действительно частотомер, в его состав введено устройство, реализованное на транзисторах VT1 и VТ2, а также микросхемах D7, D8 и D9. На транзисторе VT1 собран входной усилитель, обеспечивающий необходимую полосу частот и уровень входного сигнала. Его выходной импеданс согласован с первым делителем частоты на 10. В качестве такого делителя служит специализированная экономичная микросхема D7 193ИЕ3. Дело в том, что, как было сказано выше, ГПД приемника генерирует частоты в интервале 85,5—60,5 МГц.
Но знать значение принимаемой частоты с точностью до 1 герца в данном случае совершенно ни к чему. Для хорошей цифровой шкалы достаточна точность порядка 1 кГц. Вот почему, прежде чем подать текущий сигнал от ГПД на счетчик, применен предварительный делитель на 1000. Первое деление на 10 и осуществляется микросхемой D7. Предпочтение 193ИE3 оказано еще и потому, что эта микросхема прекрасно работает с синусоидальными сигналами. И потребляет при этом ток, не превышающий 20 миллиампер.
Следовательно, значение частоты на выходе D7 лежит для нашего случая в пределах от 8,55 до 6,05 МГц. Но для нормальной работы счетчиков серий К176 и К561 — это слишком высокая частота. Поэтому использован второй делитель частоты на 10, в качестве которого применен хорошо себя зарекомендовавший двоично-десятичный ТТЛ-счетчик К133ИЕ2. С его вывода 11 снимается сигнал в виде последовательности прямоугольных импульсов, частота которых лежит в пределах 855–605 кГц. Но подать их на вход третьего каскада деления частоты на 10, в котором использована микросхема D9 типа К176ИЕ2 не представляется возможным в связи с несовпадением логических уровней ТТЛ и К-МОП. Поэтому в состав универсальной цифровой шкалы введен инвертор логических уровней на транзисторе VT2.
С его выхода предварительно сформированный сигнал подается на соединенные в параллель входы 1, 2 и 8 логического инвертора, собранного на D5. Теперь, приведенные в полное соответствие со стандартом К-МОП-логики, импульсы поступают на счетный вход 2 D9. Таким образом, на ее выводе 11 значение измеряемой частоты лежит в пределах 85500—60500 герц.
Теперь посмотрим, как осуществляется работа всего устройства, если тумблер выбора режима работы переключен в положение 1 — («Цифровая шкала»).
Вот теперь нам необходимо обязательно вычитать первую промежуточную частоту, значение которой, как известно, составляет 55,5 МГЦ. Поскольку частоту поступающих на частотомер импульсов мы уже уменьшили в 1000 раз, то и значение ПЧ1 следует привести в соответствие с этим. Таким образом, оперативное значение промежуточной частоты — 55500 герц!
Анализ и выбор оптимальной реализации задачи создания универсальной цифровой шкалы, которая при том была бы и наиболее проста в отладке, но сохраняла высокое качество измерения, показал, что наиболее разумным является создание узла на простых микросхемах серий К561 (К176), который обеспечивал бы генерацию выходного управляющего импульса только в том случае, если на его входы поступает КОНТРОЛЬНОЕ ЧИСЛО, равное оперативному значению вычитаемой промежуточной частоты. Этот узел и реализован на микросхемах D20—D26. Что и представлено на рис. 27.1, приведенном ранее. Дополнительным удобством такого узла является и тот неоспоримый факт, что для его отладки достаточно обыкновенного тестера!
Легко видеть, что импульс на выводе 11 микросхемы D22 появится только в том случае, если на его параллельные входы подается двоично-десятичный сигнал, соответствующий числу 55500. При ЛЮБОМ ДРУГОМ состоянии входов сигнал на выводе 11 D22 — отсутствует.
Микросхема D1 представляет собой устройство, которое дважды в течение счетного интервала обеспечивает сброс счетчиков в НУЛЬ — по окончании общего цикла счета и после прихода 55500-го импульса. Выдачу этого числа обеспечивают выходы микросхем D10—D14, причем в двоично-десятичном коде 1-2-4-8.
Следует заметить, что подобная реализация вычитания ПЧ позволяет реализовать и другие значения контрольного числа. То есть иных значений промежуточной частоты. Для этого вполне достаточно просто набрать на входах микросхем этого узла ДРУГОГО числового эквивалента. Естественно, в качестве цифровых индикаторов в данной схеме можно использовать и любые другие семисегментные светодиодные матрицы. Причем, как с общим катодом, так и с общим анодом. При использовании светодиодных семисегментных матриц с ОБЩИМ КАТОДОМ, дешифраторы-преобразователи кодов, которыми и являются микросхемы К176ИД2, должны быть включены так, как показано на рис. 28.14.
А вот о конструктивных особенностях, используемых в приемнике индуктивностей, я попросил бы поделиться с нами своими взглядами нашего «Главного Конструктора Проекта» — Аматора.
«Аматор»: С удовольствием…
Н . Конструкция катушек индуктивности и ШПТЛ, используемых в приемнике
Используемые в конструкции приемника индуктивности, намотаны на стандартных каркасах, внешний вид и размеры которых приведены на рис. 30.13 в главе 30. Моточные данные и конкретно применяемые типы каркасов для селектора диапазонов приведены в табл. 30.5 в главе 30.
Моточные данные (либо значения индуктивности) аттенюатора, широкополосного УВЧ и преобразователя первой промежуточной частоты приведены в табл. 30.6 в главе 30.
Моточные данные катушек усилителя первой промежуточной частоты и преобразователя второй промежуточной частоты приведены в табл. 30.7 главы 30. Те же самые данные по ГПД приведены в табл. 30.8.
В табл. 30.9 приведены моточные данные, либо указаны значения индуктивности усилителя второй промежуточной частоты.
Моточные данные катушек (либо значения их индуктивности) кварцованного гетеродина на частоту 54,045 МГц приведены в табл. 30.10.
А вот по части оптимальной технологии процесса настройки, позвольте передать мои полномочия Вам, Спец.
«Спец»: Не смею отказать. Итак…
Глава 29. Рекомендации по отладке и настройке узлов приемника с преобразованием «вверх»
Как показывает практика выполнения подобных операций, одной из наиболее трудных задач, встающих перед радиолюбителем-конструктором, является комплектация домашней лаборатории необходимой контрольно-измерительной аппаратурой. Поскольку при создании достаточно современной радиотехнической системы, скажем, приемника с двойным преобразованием частоты, обычным тестером не обойтись (даже в том случае, если у него имеется цифровой индикатор).
Поэтому это обстоятельство было в какой-то мере учтено при создании конструкции данного приемника с преобразованием «вверх». Его узлы и блоки были разработаны таким образом, что они вполне допускают раздельную отладку и настройку. Кроме того, как будет показано ниже, существует определенная возможность использовать в качестве подручной измерительной аппаратуры при настройке (как предлагаемого для самостоятельного повторения приемника, так и иной аналогичной аппаратуры) узлов и систем, входящих в состав описываемой конструкции как составная часть.
Одной из таких систем и является представленная выше УНИВЕРСАЛЬНАЯ ЦИФРОВАЯ ШКАЛА. Переключив режим ее работы в положение «ЧАСТОТОМЕР», мы можем полностью контролировать реальный диапазон рабочих частот, например, нашего ГПД. Тем самым нетрудно осуществить необходимую подстройку частоты. Что касается подачи на входной разъем приемника испытательных сигналов, позволяющих осуществить процесс настройки селективных цепей, то рекомендации по этому вопросу и даются ниже.
Вообще налаживание приемника принято начинать с визуальной проверки монтажа и его «прозвонки» с помощью тестера. Поскольку прежде всего следует убедиться в том, что нет короткого замыкания.
ВНИМАНИЕ! В начале отладки рекомендуется полностью отсоединить по цепям питания все основные и вспомогательные узлы и блоки радиоприемника. И начать с налаживания «чистого» блока питания, отсоединив от него даже блок стабилизированных источников питания электронных узлов и систем радиоприемника. Замерив с помощью тестера (см. рис. 28.11) соответствие выходных напряжений на конденсаторах C1, С2 и С3 тем, которые приведены в описании схемы, следует убедиться в том, что результат измерений дал несколько более высокие значения, примерно: +21, -21 и + 14 вольт.
После этого подсоединяем к конденсаторам активную нагрузку, в качестве которой рекомендуется взять мощные (силовые) резисторы любого типа, например ВС-10, номиналы которых, соответственно, равны: (+18 вольт) — 75 Ом, (-18 вольт) — 75 Ом, (+ 12 вольт) — 91—100 Ом. При этом значения напряжений на конденсаторах С1—С3 должны прийти в соответствие с указанными. Затем следует дать поработать трансформаторам и выпрямителям с подключенной к ним вышеназванной эквивалентной нагрузкой, примерно, в течение получаса. Убедившись, что силовые трансформаторы и диодные мосты не перегреваются и что все в порядке, следует осуществить отсоединение нагрузочных эквивалентов. И вместо них подсоединить соответствующие входы блока стабилизированных источников питания (см. схему, приведенную на рис. 28.10).
БУДЕМ ПОМНИТЬ РАЗ И НАВСЕГДА, любые подключения и перепайки при отладке системы (как описываемого радиоприемника, так и любой другой) производятся только при полностью отключенном от сети шнуре питания! Строгое соблюдение этого пункта гарантирует Вам жизнь и здоровье, а конструируемой Вами аппаратуре — отсутствие ситуаций типа «фейерверк» или «салют»!
Рекомендуется также производить раздельную отладку стабилизированных источников питания. Итак, подсоединяем источник с входным напряжением +12 вольт. Его выходное, стабилизированное напряжение при этом должно находиться в пределах от +6,8 до +8,3 вольта. С помощью подстроечного резистора R36 типа СП5-16ВА-0,25 (или подобного, но герметизированного) производится точная регулировка выходного напряжения узла до значения +7,5 вольта. Если схема смонтирована правильно, а номиналы резисторов соответствуют указанным, то установление выходного напряжения СН вопросов не вызывает.
Теперь к выходу СН — (+7,5 вольта) подключаем активный эквивалент, состоящий из двух мощных резисторов ВС-10, включенных параллельно. Их общее сопротивление при этом — 38 Ом. Убедившись, что все в порядке, и что выходное напряжение СН регулируется и находится в соответствующих пределах, с помощью осциллографа, например типа С1-68 или другого, имеющего аналогичные характеристики, замеряют уровень пульсаций на выходе СН. Если их амплитуда не превышает 1,5 милливольт, то все в порядке. А если превышает, то следует несколько увеличить емкость С16.
Аналогичным образом производится отладка и стабилизированных источников на (+12,6 вольт) и на (-12,6 вольт). Затем начинаем подпаивать к соответствующим СН выводы питания узлов и блоков приемника. Сначала рекомендуется подсоединить СЕЛЕКТОР ДИАПАЗОНОВ (см. рис. 28.2).
Подача питающих напряжений на пары входных и выходных реле РЭС-49 осуществляется, как и показано на принципиальной схеме, через переключатель 11П4Н (при этом задействована одна их имеющихся в конструкции данного переключателя четырех секций).
Теперь следует осуществить «укладку» частот принимаемых диапазонов, согласно, приведенному в самом начале описания конструкции, РАСПИСАНИЮ ПОДДИАПАЗОНОВ. Настройку этого узла удобно производить с помощью измерителя АЧХ (амплитудно-частотной характеристики), например, типа Х1-1А, X1-49, X1-19, Х1-53 и т. п.
Будем помнить, что измеритель частотной характеристики не обеспечивает измерение чувствительности радиоприемника, но дает уникальную возможность осуществления быстрой отладки АЧХ сложных резонансных систем, частным случаем которых и являются цепи селектора диапазонов.
Поскольку высокочастотный импеданс всех диапазонов селектора равен 50 Ом, то при настройке его можно подключать к измерителю АЧХ так, как представлено на рис. 29.1.
Здесь же приведен и примерный вид АЧХ для каждого диапазона. После этого можно приступать к отладке гетеродинов. Сначала, установив режимы по постоянному току, как показано на схеме, запускают кварцованный гетеродин G2, принципиальная схема которого приведена на рис. 28.7. Для этого, прежде всего, коротким куском серебреного провода закорачивают верхний и нижний концы катушки индуктивности ЗГ. И убеждаются в соответствии режима транзистора VT1 описанию. При этом его коллекторный ток должен быть равен 4,5 миллиампер. Ток стока VT2 равен, примерно, 4 миллиампера. Ток коллектора VT3 лежит в пределах 2,2–2,5 миллиампер.
Проверив правильность монтажа и выставив указанные токи, необходимо снять закоротку с катушки и начать отладку частотной характеристики G2. В этом случае, поскольку рабочая частота G2 равна 54,045 МГц, можно использовать нашу универсальную цифровую шкалу, которая должна при этом работать в режиме «частотомер».
Кроме того, очень желательно было бы проконтролировать степень синусоидальности выходного сигнала. Для чего, собранную и отлаженную по постоянному току печатную плату G2 проверить на высокочастотном осциллографе, имеющем рабочую полосу частот до 100 МГц. Убедившись, что G2 выдает спектрально чистый сигнал, регулируют сердечник индуктивности L2 по максимуму амплитуды выходного сигнала, которая должна находиться, в пределах 1,6–1,8 вольта. Установив таковую амплитуду, фиксируют сердечник индуктивности.
После этого приступают к настройке ГПД. Прежде всего, для этого настраивают высокостабильный преобразователь напряжения для варикапов, собранный на основании принципиальной электрической схемы, представленной на рис. 29.2. Как показал опыт работы с подобными схемами, процесс отладки связан с двумя моментами. Первое — подбор оптимального потенциала на базе транзистора VT1. Для этого достаточно включить параллельно резистору R3 еще один резистор, номинал которого обычно находится в пределах 12–16 килоом.
И, регулируя положение ползунка резистора R5, добиться оптимального по форме и амплитуде сигнала в точке «А» (рис. 16.4). Для ориентира — частота генерации низкочастотного ЗГ преобразователя — порядка 8–9 кГц.
Амплитуда сигнала в этой точке должна быть на уровне 0,35—0,5 вольт. Подбором номинала конденсатора Сп, устанавливают максимальную амплитуду переменного напряжения на вторичной обмотке Тр1. Затем проверяют работу СН, входящего в состав принципиальной схемы преобразователя. Выставив с помощью многооборотного подстроечного резистора R19 (типа СП5-3-0,5) выходное напряжение (+30 вольт), проверяют с помощью осциллографа уровень пульсации этого напряжения. У правильно настроенной схемы эта величина не превышает 150 микровольт!
Убедившись в высоком качестве работы предложенного преобразователя напряжения, соединяют его выход с узлом, содержащим многооборотный переменный резистор типа ППМЛ-1И-20 К и вспомогательные резисторы, определяющие пределы изменения величины подаваемого на варикапы постоянного потенциала в каждом из поддиапазонов. Принципиальная (полная) электрическая схема этого узла приведена на рис. 29.2.
Укладку диапазонов ГПД можно произвести, использовав для этого собственную универсальную шкалу приемника в режиме «ЧАСТОТОМЕР». Но можно, если имеется такая возможность, использовать для настройки стандартный цифровой многоразрядный частотомер заводского изготовления. В качестве такого частотомера подойдут 43–57, 43–64 и пр.
Поскольку в этом случае будет возможно оценить величину «выбега» ГПД. Так именуется параметр, который характеризует количественную оценку стабильности ГПД. В предлагаемой схеме ГПД «выбег» не превышает 100–120 Гц.
Затем приступают к настройке широкополосного УВЧ и преобразователя первой промежуточной частоты. Для этого, отсоединив конденсатор С4 (см. рис. 28.3), подают на него сигнал с выхода измерителя АЧХ. А вход измерителя АЧХ соединяют с конденсатором С17 (рис. 28.3), который для этого отсоединяется от общей точки ШПТЛ Тр2.
На приведенном рис. 29.3 показаны АЧХ широкополосного УВЧ и фильтра-пробки на частоту 55,5 МГц.
Добившись соответствия реальных характеристик, примерный вид которых представлен на рис. 29.1, восстанавливают соединение конденсатора С17 рис. 28.3. с общей точкой ШПТЛ. Выходной разъем ГПД соединяют с входом ШПТЛ ТрЗ. Но теперь вместо измерителя АЧХ необходим ГЕНЕРАТОР СТАНДАРТНЫХ СИГНАЛОВ (ГСС).
В качестве такового вполне возможно использовать ГСС заводского изготовления, например, Г4-102А. Хотя существует мнение, что генераторы стандартных сигналов класса Г4-102А не вполне пригодны, например, для измерения динамического диапазона входных сигналов высококачественных приемников. Как из-за высокого (относительно) уровня, так называемых, боковых шумов, так и по причине интермодуляционных искажений, вызванных нелинейностью выходных цепей генераторов, примененных в подобных ГСС.
К сожалению, форма выходного сигнала Г4-102А действительно не является пределом мечтаний. Но дорогие, имеющие очень высокое качество характеристик, измерительные генераторы стандартных сигналов, достаточно дефицитны. И имеются только в хорошо оснащенных специализированных лабораториях. Поэтому выбор невелик — или все же применить (явно неоптимальный) ГСС класса Г4-102, или построить собственный, упрощенный, имеющий только несколько фиксированных, но «вылизанных» частот генерации. Качество такого ГСС может быть сделано достаточно высоким, но вот повозиться придётся немало.
В первом случае поступают следующим образом. Припаивают на место конденсатор С4 (см. рис. 28.3), но закорачивают электроды р-i-n-диода. Далее подают с выхода ГСС частоту сигнала, соответствующую границам выбранного диапазона частот, путем установки переключателя 11П4Н приемника в соответствующее положение. Амплитуду высокочастотного сигнала с выхода ГСС при этом устанавливают равной 100 микровольт. Тем самым проверяют работу первого смесителя, собранного по схеме кольцевого балансного на диодах Шоттки.
Предварительно настраивают частотную характеристику ДИПЛЕКСОРА С19, С20, L4, L5, R9 на частоту пропускания, равную 55,5 МГц. При нормально работающем первом смесителе, очень несложно, перестраивая по частоте (разумеется в пределах выбранного поддиапазона) ГСС, поймать синусоидальный сигнал, частота которого равна 55,5 МГц.
Можно, даже «на глаз», оценить такие его характеристики, как степень синусоидальности, а также ЧИСТОТУ. То есть убедиться, насколько этот сигнал четкий, НЕЗАШУМЛЕННЫЙ. Кроме того, убеждаемся, что если не перестраивать ГПД, но перестраивать ГСС, то существует ТОЛЬКО ОДНО значение частоты входного сигнала, при котором наблюдается отклик на выходе ДИПЛЕКСОРА.
Кстати, понижая аттенюатором ГСС уровень входного сигнала приемника от 100 микровольт до 5 микровольт, можно получить некоторое предварительное представление об уровне достигнутой чувствительности. Но только весьма предварительное, поскольку общий коэффициент усиления всего вышеуказанного тракта, пока еще невелик. Поэтому приступают к отладке УПЧ1, цепи которого выполняют роль ОСНОВНОГО СЕЛЕКТОРА СИГНАЛОВ первой ПЧ.
Лучше всего, в данном случае, прибегнуть снова к использованию измерителя АЧХ. Сигнал с его выхода подается на конденсатор С1 (см. рис. 28.4). А на вход измерителя АЧХ поступает сигнал с конденсатора С15, который для этого отсоединяется от средней точки ШПТЛ Тр1. Как показано на рис. 29.4.
Максимально растянув полосу качания, можно посмотреть на экране измерителя АЧХ полосу пропускания ФП2П-4-1-В (или подобного ему) кварцевого фильтра. Как с вывода 3 этого фильтра, так и на выходе резонансного усилителя, собранного на двухзатворном МДП-транзисторе КП306А. Путем подстройки сердечников катушек индуктивности, добиваются максимума усиления тракта. Затем, соединив вход схемы, представленной на рис. 28.4. с выходом схемы рис. 28.3, конденсатором С1 (см. рис. 28.4), с вывода С15 можно уже достаточно убедительно оценить достигнутый уровень входной чувствительности приемника.
С учетом суммарного коэффициента передачи электронных цепей тракта, при подаче на вход приемника ВЧ-сигнала с амплитудой 5 микровольт, в измеряемой точке уровень сигнала будет составлять величину порядка 30 милливольт. Такой сигнал достаточен для анализа его качественных и количественных характеристик. Поэтому аттенюатором ГСС понижаем уровень входного сигнала до 1 МИКРОВОЛЬТА, а затем производим замеры, сущность которых понятна из приведенного ниже рис. 29.5.
Имеется возможность оценить максимальную чувствительность приемника при заданном соотношении сигнал/шум. Теперь, по уже изложенной ранее методике, настраивают преобразователь второй промежуточной частоты. Настроив соответствующий ДИПЛЕКСОР на частоту, равную 1,455 МГц, приступаем к отладке и настройке схемы УПЧ2, разорвав для этого его цепь АРУ-2 (см. рис. 28.6). Прежде всего, отладим режимы работы двухзатворных полевых транзисторов VT1—VT3 по постоянному току. Это очень ответственный момент. Поскольку двухзатворные транзисторы КП306А имеют нормированный квадратичный участок переходной характеристики по напряжению первого затвора (что означает ослабление комбинационных составляющих третьего порядка не менее 80 дБ.). Кроме того, транзисторы КП306, можно сказать, «идеальны» для построения на их основе высококачественных резонансных малошумящих усилителей с высоким входным импедансом.
Изображенные на рис. 28.6 резисторные цепи обеспечивают, соответствующее работе на квадратичном участке характеристик, смещение по второму затвору. Но, установив режимы по постоянному току транзисторов VT1—VT3, прежде чем восстановить цепь АРУ-2, следует, подав сигнал на первый затвор VT1 от ГСС (частота 1,455 М Гц), замерить величину коэффициента усиления этой части тракта УПЧ2. И проверить, как его шумовые, так и линейные характеристики. Шумовые достаточно просто определяются, когда уровень входного сигнала от ГСС составляет 2–5 микровольт. Поступаем при этом в соответствии с рис. 28.2. Линейные характеристики можно также достаточно точно установить, плавно увеличивая входной сигнал ГСС от уровня 5—10 микровольт.
Поскольку при разомкнутой цепи АРУ-2, общий коэффициент усиления трех каскадов составляет величину порядка 8000—10000 раз (66–80 дБ), то входной сигнал порядка 50 микровольт обеспечивает на выходе УПЧ2 амплитуду около 0,5 вольта!
Продолжая процесс плавного контролируемого увеличения амплитуды входного сигнала, отмечают момент, когда на выходе схемы произойдет нарушение синусоидальности формы сигнала. После этого, приняв коэффициент запаса равным 0,8, умножаем на него то значение амплитуды входного сигнала, при котором проявилась вышеуказанная нелинейность. При правильно установленных режимах МДП- транзисторов, по постоянному току, это происходит при уровнях входного сигнала, равных 150–200 микровольт.
Теперь можно замкнуть цепь АРУ-2. Ранее уже было дано описание принципа ее работы. Следует заметить, что эта цепь имеет очень высокие характеристики и обеспечивает значительную глубину АРУ-2. В частности, замеренная автором глубина АРУ при замкнутой цепи обратной связи, при изменении входного сигнала от 10 микровольт до 35 милливольт, вызывала увеличение соответствующего выходного сигнала УПЧ2 не более, чем в три раза, т. е. соответствовала глубине АРУ, равной:
66 дБ/6 дБ.
Таким образом, тракт УПЧ2 отрабатывает весьма значительные изменения амплитуды поступающих на его вход сигналов, достойно справляясь со своей задачей.
Но ему не под силу исправить ситуацию в том случае, если уже во входных цепях радиоприемника, из-за воздействия очень мощной, близко расположенной радиостанции, или какой-либо индустриальной установки, генерирующей помехи, и прочее, величина сигнала оказывается такой, что перегружает даже УВЧ и первый смеситель! Это вполне реальная ситуация. Вот именно для ее предотвращения и введена в состав приемника цепь АРУ-1.
Ранее принцип работы АРУ-1 был полностью описан. Рекомендации по конкретной методике настройки этой цепи — следующие. Отсоединить конденсатор С18 от стока VT1 (рис. 28.4). И далее заняться отладкой системы так, как это изображено на рис. 29.6.
Как следует из рисунка, отладка цепей АРУ-1 может быть произведена путем подачи сигнала от ГСС на С18. Уровень сигнала ГСС устанавливается равным 50 милливольтам. Частота — 55,5 МГц. С учетом коэффициентов передачи цепей, которые в данном случае исключаются (УВЧ, СМ-1, ДИПЛЕКСОР), уровень сигнала от ГСС, равный 50 милливольтам, будет эквивалентен входному сигналу приемника, равному 2 милливольтам.
Таким образом, на вход балансного детектора, через С10 подается ВЧ-сигнал, амплитуда которого равна 150–200 милливольт. Как видно из рис. 29.6 есть два случая. Первый — когда мы подаем сигнал в точку А. В этом случае выходная частота ГСС — 55,5 МГц. Но предельная частота генерации Г4-105 составляет всего 50 МГц. Поэтому сигнал требуемой частоты подать невозможно. В этом случае можно подать сигнал в точку Б. То есть прямо на вход балансного детектора через С10, предварительно отсоединенный от стока VT2.
Но поскольку при этом оказался исключенным резонансный усилитель, то для компенсации его роли и потребовалось увеличить амплитуду сигнала с выхода ГСС до 150–200 милливольт. Это очень значительный по величине сигнал, который используется ТОЛЬКО при отладке. Зато теперь появилась возможность выбрать частоту сигнала, фактически, любую из спектра принимаемого приемником диапазона.
Для примера, выберем эту частоту (которую мы подаем на вход балансного детектора), равной 25 МГц. Это приведет к появлению на выходе балансного ВЧ-детектора постоянного потенциала U. Он и будет являться тем дифференциальным (разностным) сигналом, который подается на входы инструментального усилителя. Как уже говорилось ранее, его коэффициент усиления по постоянному току можно легко регулировать посредством вращения ползунка резистора R15 (см. рис. 28.8).
Пределы регулирования составляют от 10 до 100. С учетом того, что U равно 35–50 милливольт (при подаче на вход ВЧ-сигнала 150–200 милливольт), отрегулируем и зафиксируем величину К = 20. Теперь на вход ИТУН1 будет подано управляющее напряжение ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ полярности. При этом его абсолютное значение составит около 1 вольта.
Это и будет максимальным уровнем входного сигнала для ИТУН1. При таком сигнале ток через светодиод оптрона ЗОР124А должен быть номинальным и равным, примерно, 8 миллиампер. При этом освещенность фоторезистора оптрона будет максимальной, а режим светодиода не превысит допустимых техническими условиями пределов. Сопротивление фоторезистора составит величину не более 100–150 Ом.
Много это, или мало? Определим, какой сквозной ток должен проходить через диод КА509Б для того, чтобы его высокочастотная проводимость была максимальной. Согласно техническим условиям, его номинальный ток равен 10 миллиамперам. Вот именно эта величина и выбирается в качестве исходной, причем величина сквозного тока контролируется обыкновенным миллиамперметром.
Для обеспечения такого тока, на вход ИТУН2 с помощью резисторов R1 и R2 подается ПОСТОЯННОЕ ПОЛОЖИТЕЛЬНОЕ напряжение, равное 1 вольту. Сопротивление «темного» фоторезистора имеет величину несколько сотен тысяч ом. Поэтому никакого шунтирующего действия на цепь R1—R2 не оказывает (см. рис. 29.6).
Совсем другое дело, когда сопротивление «светлого» фоторезистора снижается до предельной величины 100–150 Ом. В этом случае ток через диод КА509Б становится меньше, чем 0,4 миллиампера. Это эквивалентно УМЕНЬШЕНИЮ высокочастотной проводимости аттенюаторного диода в сотни раз!
Для того, чтобы убедиться в этом, приведена для рассмотрения цепь, представленная на рис. 29.7.
Здесь у радиолюбителя-конструктора, помимо прочего, имеется широкая возможность для самостоятельного изучения линейных свойств узлов Z1, R, А1 и U1, охваченных цепью АРУ-1. В целом, настройку ВЧ тракта можно считать на этом законченной.
«Спец»: Ну вот, «теория» осталась далеко позади! На очереди — практика!
«Аматор»: Уважаемый Спец! Вам не кажется, что поза, в которой застыл наш Незнайкин, несколько сродни роденовскому Мыслителю?
«С»: Дружище Незнайкин! Какие-то проблемы?
«Незнайкин»: А разве это не проблема, превратить такое количество принципиальных электрических схем в нечто материальное, осязаемое, а главное, функционирующее?
«С»: Нет, это не проблема. Это просто интересная и творческая техническая задача! И мы сейчас приступаем именно к этому этапу.
«А»: Но монтаж будет выполнен с использованием печатных плат?
«С»: Поскольку у нас теперь сплошной плюрализм, то здесь двух мнений быть просто не может! Да, исключительно с применением печатного монтажа!
«Н»: Но многослойных плат, надеюсь, не будет?
«С»: С сожалением должен сказать, что нет! Но мы вполне и успешно обойдемся стеклотекстолитом с двухсторонней фольгировкой!
«А»: Какая толщина фольгированного стеклотекстолита для нас оптимальна?
«С»: Исходите из ОДНОГО миллиметра. А вот здесь я прилагаю чертежи печатных плат нашего радиоприемника.
Глава 30. Печатные платы — «живьем»!
«Незнайкин»: И все же есть кое-что, чего я в толк не возьму.
«Аматор»: Поделись сомнениями с друзьями, полегчает сразу.
«Н»: Да вот получается, что окончательная схема «большого приемника» разъясняется в ходе нашей беседы как бы дважды. Разве нет?
«Спец»: Я все ждал, когда ты об этом спросишь. Аты как думаешь, почему?
«А»: Действительно, я тоже это заметил. Конечно, каждый раз мы рассматривали какой-то новый нюанс схемы, обращали внимание на какую-то новую, ранее не рассмотренную, особенность.
«С»: Все это так. Но не это самое главное. Основной смысл подобной подачи схемотехнических решений приемника заключается в следующем.
ВНИМАНИЕ: в окончательном виде ВСЯ ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ ЭЛЕКТРИЧЕСКАЯ СХЕМА ПРИЕМНИКА представлена В ВИДЕ СХЕМОТЕХНИЧЕСКИХ УЗЛОВ, каждый из которых реализован конструктивно в виде ЗАКОНЧЕННОЙ ПЕЧАТНОЙ ПЛАТЫ!
«Н»: Вот теперь я понял! Но в таком случае, где же чертежи этих печатных плат?
«С»: Да вот они, не волнуйся! А поскольку принципиальные электрические схемы «большого приемника» у нас все есть…
«А»: Причем достаточно детально рассмотренные…
«С»: …То поступим следующим образом. Представим ниже ВСЕ печатные платы в том порядке, в котором мы производили рассмотрение, соответствующих этим платам, схемотехнических узлов.
«Н»: Ну, тогда нам следует начать с печатной платы СЕЛЕКТОРА ДИАПАЗОНОВ!
«С»: Согласен. Вот она, вычерчиваем в масштабе один к одному. Приведем ее лицевую и обратную стороны (см. рис. 30.1).
Рис. 30.1. Печатная плата селектора диапазонов
«С»: Надеюсь, друзья, вам известно сентенция о том, что жизнь всегда преподносит нам сюрпризы?
«А»: Интригующее начало!.. А без них, без сюрпризов, то есть, обойтись никак невозможно? Ведь насколько я понимаю, вопрос касается конструкции «большого приемника»?
«С»: Ты всегда отличался замечательным умением ухватить самую суть!
Сюрприз заключается в том, что нам придется разместить аттенюатор на р-i-n-диоде и цепь АРУ-1 на одной и той же плате. Связано это, в первую очередь, с требованиями высокочастотной схемотехники. Между прочим, вы обратили внимание на то, КАК конструктивно выполнен р-i-n-диод КА509Б? Вас ничего не удивило?
«А»: Пока я не увидел р-i-n-диод, я полагал, что он внешне ничем не отличается от, например, КД522 или ГД508. Но я вижу перед собой очень своеобразную, КОАКСИАЛЬНУЮ конструкцию!
«С»: В том-то и дело! Для того, чтобы эффективность аттенюатора на р-i-n-диоде была максимальной, цепи, в которых он используется, должны быть конструктивно выполнены ПО ВСЕМ ПРАВИЛАМ ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ ТЕХНИКИ! Это значит — длина сигнальных цепей — минимально возможная. А экранирование — максимально эффективное. А из этого следует практический вывод — диод КА509 и непосредственно связанные с ним компоненты должны располагаться на ОТДЕЛЬНОЙ печатной плате.
«Н»: Но тогда и цепь АРУ-1 нужно расположить поближе?
«С»: Это совершенно необязательно, но, тем не менее, желательно. Итак, печатная плата, включающая в себя аттенюатор и цепь АРУ-1, приведена на рис. 30.2.
Рис. 30.2. Печатная плата p-i-n -аттенюатора и АРУ-1
«С»: А теперь я хочу обратить ваше внимание на состав следующей платы, представленной на рис. 30.3. На ней расположены: заградительный фильтр на частоту 55,5 МГц; предварительный малошумящий широкополосный УВЧ; первый смеситель с диплексором; узкополосный малошумящий УПЧ1, в состав которого входит высокоселективный кварцевый фильтр ФП2П-4-1-В на частоте 55,5 МГц; второй смеситель с диплексором, настроенный на частоту 1,455 МГц. А также резонансный усилитель на jFET, вырабатывающий сигнал для АРУ-1.
Рис. 30.3. Печатная плата аттенюатора, входного фильтра УВЧ широкополосного, 1-го смесителя, УПЧ1 и 2-го смесителя
«А»: Я вижу на плате надпись «ФП2П-4-1-В». Это место для установки кварцевого фильтра?
«С»: Совершенно верно…
«Н»: Следующая плата — это ГПД (Генератор Плавного Диапазона)?
«С»: Да, вот она, представлена на рис. 30.4.
Рис. 30.4. Печатная плата генератора плавного диапазона
«А»: А теперь следующая по списку плата усилителя второй промежуточной частоты (УПЧ-2) и его цепь АРУ-2.
«С»: Так и есть. Заметьте, они размещаются на одной плате, представленной на рис. 30.5.
Рис. 30.5. Печатная плата УПЧ2 и АРУ-2
«А»: Теперь пришла очередь платы гетеродина на частоту 54,045 МГц, стабилизированного кварцем.
«С»: Которая и представлена на рис. 30.6.
«Н»: Поскольку схема АРУ-1 уже нашла себе законное место на плате рис. 30.2., то следующая плата — это тот самый прецизионный стабилизатор-преобразователь для питания варикапов?
«С»: Да, безусловно. Советую вам, кстати, использовать эту плату не только для «большого приемника» но и в других случаях. Например, для «учебно-тренировочного» приемника. И вообще в схемах основанных на применении варикапов. Вот эта плата, представлена на рис. 30.7, а. И ее аналог на рис. 30.7, б.
«А»: Теперь представим печатную плату детектора и УМЗЧ?
«С»: Если вы решите применить в этом качестве принципиальную электрическую схему этого узла, которую мы ранее и рассмотрели, то вот она — рис. 30.8.
«Н»: Следующая по списку печатная плата содержит сразу три стабилизатора напряжения?
«С»: Как это и представлено на схеме. Напомним, эти три СН выдают: + 12,6 В; -12,6 В; +7,5 В. Печатная плата этого узла представлена на рис. 30.9.
Рис. 30.9. Печатная плата стабилизаторов напряжения: +12,6 В; -12,6 В и +7,5 В
«А»: Теперь пришла очередь ЦОУ (цифрового отсчетного устройства)?
«С»: Да, печатная плата ЦОУ представлена на рис. 30.10.
Рис. 30.10. Печатная плата ЦОУ — плата универсальной цифровой шкалы (лицевая сторона)
Рис. 30.10. Печатная плата ЦОУ — плата универсальной цифровой шкалы (оборотная сторона)
«Н»: А как же печатная плата цифрового индикатора на пять знакомест?
«С»: Не волнуйся, не забыли и ее. Вот она — представлена на рис. 30.11.
Рис. 30.11. Печатная плата цифрового индикатора на пять знакомест
«А»: Осталась еще одна плата, а именно — резисторный делитель для точной регулировки пределов напряжений, подаваемых на многооборотный резистор ППМЛ-1-22к, в каждом из восьми поддиапазонов.
«С»: Да вот же она, показана на рис. 30.12.
Рис. 30.12. Печатная плата делителя напряжений для многообмоточного резистора ППМЛ-1-22к
«Н»: Что еще следует особо упомянуть?
«С»: Это, прежде всего, конструкции каркасов для катушек индуктивности, которые применяются как в «большом приемнике», так и в «учебно-тренировочном». Поэтому приведем внешний вид этих каркасов на рис. 30.13.
«А»: А вот теперь самое время привести небольшой справочник, включающий в себя основные характеристики комплектующих, применяемых в нашем приемнике (табл. 30.1—30.10).
«С»: Да будет так!…
«С»: И последнее. Я долго ожидал этого вопроса, друзья мои, но так и не дождался. А между тем сама конфигурация печатных плат, особенно это касается высокочастотной части, далеко не случайна. Потому что все они предназначены для определенной конструкции высокочастотной обечайки. Вот ее габариты и пример размещения печатных плат (рис. 30.14).
КОНЕЦ ТРЕТЬЕЙ ЧАСТИ