Европеизированная демонстрационная версия программы PSPICE
При изучении двух предыдущих частей этой книги вы могли и не заметить каких- либо ограничений в работе с программой PSPICE. Но если бы ваше знакомство с программой началось с американской оригинальной версии, то скорее всего вы были бы несколько сбиты с толку уже в тот момент, когда обнаружили бы на своем чертеже вместо привычного схемного обозначения резистора один из американских «зигзагообразных» символов этого компонента. А затем, когда вы тщетно пытались бы отыскать в окнах просмотра компонентов еще и стабилитрон — так как вам не знакомо ни его американское схемное обозначение, ни название — то, возможно, ваша первоначальная эйфория по поводу приобретения PSPICE уже тогда сменилась бы чувством некоторого разочарования. То, что в оригинальной версии в библиотеке EVAL.slb находятся только американские транзисторы типа 2N… и что полупроводниковые компоненты имеют какие угодно имена, но только не V, как это принято в Европе, вас бы, наверное, уже не удивило. Многие европейские электронщики прерывали свою первую (и единственную) встречу с программой PSPICE еще задолго до того, как могли выяснить, что в качестве схемных обозначений цифровых базовых модулей в PSPICE используются абсолютно неупотребительные в Европе символы в виде «ночных колпаков». Автор книги считает большим достижением, что после апробации данного учебного курса компания MicroSim разрешила адаптировать программное обеспечение, прилагаемое к книге, к устоявшимся в Европе стандартам. И только благодаря этому вы смогли с самого начала осваивать программу PSPICE, используя привычные для вас схемные обозначения, названия и компоненты.
Значительным ограничением демонстрационного программного обеспечения является то, что в отличие от полной версии программы PSPICE, в которой имеется более 10000 компонентов, библиотеки демонстрационной версии содержат относительно небольшое количество компонентов. Часто происходит так, что нужной для моделирования детали не оказывается в наличии. Однако и эта проблема решаема: модели PSPICE можно приобрести у многих изготовителей полупроводников через сеть Internet. Кроме того, демонстрационная версия позволяет подключать дополнительные компоненты. В следующем разделе вы узнаете о том, как «подцепить» к программе дополнительную библиотеку с теми компонентами, которые понадобятся вам для проектирования рассматриваемых в книге схем.
Создание дополнительных библиотек для демонстрационной версии дело не такое уж простое, поскольку при этом велик риск возникновения фатальных, неустранимых ошибок. Создание дополнительной библиотеки может увенчаться успехом только в том случае, если в распоряжении электронщика имеется подробное описание метода, с помощью которого это делается, и буквально пошаговое руководство к действию. Первоначально планировалось включить в настоящую книгу специальную главу о том, как создавать дополнительные библиотеки. К сожалению, из-за ограниченного объема книги от этой затеи пришлось отказаться. Тем читателям, которым интересны вопросы создания подключаемых библиотек, рекомендуется компакт-диск, который я составил в дополнение к книге и который можно приобрести через фирму SoftwareDidactic. На этом компакт-диске наряду с обширным собранием моделей компонентов (транзисторов, диодов, и т.д.) вы также найдете подробную инструкцию о том, как составить из моделей библиотеки, пригодные для использования в демонстрационной версии. Кроме того, там имеется и руководство по созданию схемных обозначений для новых моделей. На этом же диске содержится коллекция интересных электронных схем, которые уже оснащены необходимыми библиотеками, что позволяет сразу без дополнительной подготовки приступать к их моделированию. Чтобы заказать компакт-диск, напишите по адресу [email protected].
Не только пользователь демонстрационной версии, но даже обладатель полной версии PSPICE рано или поздно сталкивается с определенными проблемами, если область его исследований слишком специфична. И это, как ни парадоксально, объясняется тем, что PSPICE обладает практически безграничными возможностями: ведь программа, которая буквально повсеместно используется в технике, не может содержать модели деталей на все случаи жизни. Если, например, инженеры-проектировщики автомобильного завода собираются с помощью PSPICE оптимизировать рессоры заднего моста своих автомобилей или специалисты в области силовой полупроводниковой техники намерены исследовать характеристики асинхронных электромашин, то тогда им придется самим создавать требующиеся модели. И PSPICE предоставляет необходимый для этого инструмент. Однако создание моделей для PSPICE — работа, требующая серьезной профессиональной подготовки, и есть даже инженеры, основной задачей которых является изготовление таких моделей. Эта работа, естественно, подразумевает наличие большого опыта в обращении с PSPICE, а кроме того, здесь нельзя обойтись и без солидных знаний в соответствующей технической дисциплине и математике. Совместно с моими коллегами я создал несколько моделей из областей силовой полупроводниковой техники, электроники связи и техники автоматического регулирования. Эти модели образуют ядро виртуальной лаборатории, которая еще будет упоминаться на страницах книги под именем spicelab. Схемы, рассматриваемые в последующих главах, включают в себя некоторые из созданных моделей. Модели находятся в двух дополнительных библиотеках MISC.slb и SAMPLE.lib, которые вы, читая следующий раздел, подключите к своей программе.
Подключение библиотеки схемных обозначений MISC.slb
Откройте из редактора SCHEMATICS меню Options и щелкните по строке Editor Configuration… (Конфигурация редактора…) — см. рис. Ч3.1.
Рис. Ч3.1. Меню Options с выбранной опцией Editor Configuration…
Откроется окно Editor Configuration (рис. Ч3.2). Вполне возможно, что в вашей программе его содержание будет несколько иным. Это не имеет значения.
Рис. Ч3.2. Окно Editor Configuration
Шаг 1 Щелкните по кнопке Library Settings… (Параметры настройки библиотек). Откроется одноименное окно (рис. Ч3.3).
Рис. Ч3.3. Окно Library Settings
Шаг 2 Выберите строку EVAL[.slb,.plb]. В поле ввода Library Name (Имя библиотеки) появится название EVAL (рис. Ч3.4).
Рис. Ч3.4. Окно Library Settings после выбора из списка строки EVAL[.slb,.plb]
Шаг 3 Установите текстовый курсор в строке ввода Library Name непосредственно за названием EVAL (рис. Ч3.4) и удалите его, нажав четыре раза клавишу Backspace. Затем введите в эту строку слово MISC (рис. Ч3.5).
Рис. Ч3.5. Необходимые приготовления для включения в программу файла MISC
Шаг 4 Проследите, чтобы у опции Symbol был установлен флажок, и сбросьте флажок рядом с опцией Package (Архив) — см. рис. Ч3.6.
Рис. Ч3.6. Окно Library Settings с отключенной опцией Package
Шаг 5 Щелкните по кнопке Add*. Файл MISC[.slb] будет добавлен в список доступных библиотек и его название появится прямо над строкой EVAL[.slb,.plb]. Впредь при проектировании любой схемы вы сможете пользоваться схемными обозначениями из файла MISC (рис. Ч3.7).
Рис. Ч3.7. Каталог доступных файлов
Шаг 6 Подтвердите выполненные настройки с помощью кнопки OK и вы вернетесь к окну Editor Configuration. Закройте его, щелкнув по OK, после чего окажетесь в окне редактора SCHEMATICS.
Подключение библиотеки модулей SAMPLE.lib
Чтобы подключить библиотеку моделей SAMPLE.lib, выполните следующие действия:
1. Откройте из редактора SCHEMATICS меню Analysis. Выберите опцию Library and Include Files… (Библиотеки и файлы для включения). Откроется одноименное окно (рис. Ч3.8).
Рис. Ч3.8. Окно Library and Include Files
2. В поле File Name введите путь к файлу SAMPLE.lib (рис. Ч3.9), а затем щелкните по самой верхней кнопке Add Library* (Добавить библиотеку). После этого путь к файлу SAMPLE появится в списке Library Files (Библиотечные файлы) над строкой NOM.lib*. Щелкните по кнопке OK и вернитесь назад к редактору SCHEMATICS. Теперь вы можете начинать работу с дополнительными файлами. Перед моделированием схемы, где впервые будут использованы элементы новой библиотеки, на экране появится сообщение об ошибке, потому что программа PSPICE к тому моменту еще не будет «знать» новый файл. Вы можете спокойно проигнорировать это сообщение, так как затем PSPICE автоматически создаст индексный файл для новой библиотеки и в следующий раз, когда вам понадобится к ней обратиться, сообщение уже не появится.
Рис. Ч3.9. Путь к библиотеке SAMPLE.lib в поле File Name
Глава 11
Ограничения демонстрационной версии программы PSPICE
Теперь разделы книги будут называться не уроками, как это было в предыдущих частях книги, которые представляли собой учебное пособие, а главами. Нумерация глав продолжает нумерацию уроков. Таким образом, данная глава является одиннадцатой.
В этой и следующей главах говорится о работе с испытанным выходным МОП-транзисторным каскадом, описанным в журнале ELEKTOR, №12 за 1993 год. Этот выходной каскад с двумя комплементарными самозапирающимися МОП-транзисторами неоднократно оправдывал себя на деле и имеет все, что только можно ожидать от высококачественного выходного каскада класса HiFi. Своими выдающимися качествами МОП-транзисторы (MOSFET) обязаны внутренней гексагональной структуре. Именно поэтому фирма-изготовитель International Rectifier называет такие транзисторы HEXFET.
При проектировании этой схемы вы трижды столкнетесь с ограничениями демонстрационной версии:
1) схема содержит компоненты, которых нет в демонстрационной версии (нет, например, ни одного нужного транзистора);
2) схема содержит тринадцать транзисторов, в то время как демонстрационная версия позволяет моделировать только схемы, включающие не более десяти таких элементов;
3) схема содержит в общей сложности шестьдесят один компонент, но демонстрационная версия позволяет моделировать схемы не более чем из пятидесяти компонентов.
В принципе, есть только одно разумное решение этой проблемы. Вы или руководство должны в срочном порядке позаботиться о том, чтобы ваше предприятие, школа, институт или учебный центр в срочном порядке приобрели полную версию программы PSPICE. И тогда для вас уже не будет существовать никаких ограничений и станут доступны все необходимые компоненты для проектирования абсолютно любых схем. Для профессиональных пользователей стоимость PSPICE составляет около 20.000 DM, однако, когда программа приобретается исключительно в учебных целях для студентов технических специальностей, то компания CADENCE предоставляет настолько большие скидки, что даже скудные бюджеты образовательных учреждений могут позволить себе это приобретение. В Германии программный пакет CADENCE-PSPICE можно приобрести через фирму Hoschar. К сожалению, электронщики-любители, не являющиеся сотрудниками какой-либо школы, колледжа или университета, не могут воспользоваться скидками, предоставляемыми образовательным учреждениям. Поэтому далее мы покажем, как, приложив немного старания и сообразительности, исследовать выходной МОП-транзисторный каскад даже с помощью демонстрационной версии, несмотря на ее ограниченные возможности.
Симметричная конструкция выходного каскада позволит, не изменяя при этом принципа работы схемы, сократить число используемых компонентов, в частности транзисторов. Чтобы понять, за счет чего происходит такое «чудо», внимательно изучите схему, приведенную на рис. 11.1. Проанализировав, из каких компонентов она состоит и как они соединены друг с другом, вы уясните себе принцип работы выходного каскада с двумя комплементарными самозапирающимися МОП-транзисторами.
Рис. 11.1. Выходной каскад с двумя комплементарными выходными транзисторами на МОП-структурах
Компоненты V1, V2, V6 и V8 образуют дифференциальный усилитель с источником стабилизированного тока. Для нормального функционирования такого источника необходимо, чтобы потенциал базы транзистора V6 источника стабилизированного тока был максимально стабильным. Обычно это достигается за счет низкоомного делителя, обеспечивающего базовое напряжение, но в данной схеме мы используем весьма стабильное постоянное прямое напряжение светодиода V8 (около 1.7 В). Потенциал коллектора V1 управляет V9.
Аналогичную функцию имеют и V3, V4, V5 и V7. Коллектор V3 управляет коллектором V11.
Как и во всех двухтактных усилителях, потенциалы баз двух комплементарных транзисторов V9 и V11 отличаются только на константное постоянное напряжение. В рассматриваемой схеме ровно на 68 В. Обычно потенциал двух названных баз передвигается одним единственным активным транзистором, причем тогда несколько диодов или один стабилитрон должны обеспечивать имеющуюся разницу между базами V9 и V11. В рассматриваемой схеме для этого используются два (сдвинутых по потенциалу) формирователя, а именно два дифференциальных усилителя.
Теперь стало ясно, каким образом сокращается количество используемых компонентов: один из двух дифференциальных усилителей заменяется источником постоянного напряжения значением 68 В. В результате получается схема, изображенная на рис. 11.2.
Рис. 11.2. Выходной МОП-транзисторный каскад с источником напряжения значением 68 В
Напряжение смещения на выходе упрощенной схемы легко регулируется, так как теперь потенциометр Rpot должен обеспечивать питанием всего лишь один единственный транзистор. Поэтому значение R было изменено на SET=0.35. Это соответствует разделению сопротивления потенциометра в соотношении RO/RU=650 Ом/350 Ом.
Для новой схемы понадобилось всего десять транзисторов и в общей сложности пятьдесят компонентов. Таким образом, эта схема остается в пределах допустимых границ демонстрационной версии. Итак, основная проблема, стоявшая перед вами при моделировании в демонстрационной версии, устранена.
Теперь остается только решить вопрос, как заполучить недостающие компоненты, то есть транзисторы и светоизлучающие диоды. Однако эту проблему вы решили еще при установке программы PSPICE на жесткий диск своего компьютера: перед тем как начать работу с книгой, вы, четко следуя инструкции по инсталляции, дополнительно установили файлы, содержащие недостающие компоненты. (Как вы помните, эти компоненты находятся в библиотеках схемных обозначений MISC.slb и библиотеке моделей SAMPLE.lib.) Затем, следуя руководству в начале третьей части, подключили эти файлы к программе PSPICE. Убедитесь, что теперь все необходимые компоненты можно найти в окнах просмотра компонентов.
В следующей главе мы проведем моделирование этой схемы. Для того чтобы вы могли проверить, насколько упрощенный вариант способен к воспроизведению рабочих характеристик оригинальной схемы, описанные в книге анализы были проведены с помощью полной версии программы PSPICE. Если у вас возникнет желание, вы можете дополнительно провести моделирование упрощенной схемы и убедиться в идентичности полученных результатов.
Глава 12
Моделирование и изменение схем
В табл. 12.1 приведены наиболее важные результаты измерения МОП-транзисторного усилителя, изображенного на рис. 11.1.
Таблица 12.1. Результаты измерения МОП-транзисторного усилителя
| Атрибут | Описание |
| Эффективная полоса пропускания (3 дБ) при 35 Вт/8 Ом | 1.5 Гц–125 кГц |
| Скорость нарастания фронта с входным фильтром | 20 В/мкс |
| Отношение сигнал/шум (при 1 Вт/8 Ом) | > 99 дБА |
| Гармонические искажения (60 Вт/1 кГц/8 Ом) | < 0.005% |
В этой главе аналогичные данные будут получены путем моделирования, а затем сопоставлены с результатами измерения.
12.1. Эффективная полоса пропускания
Прежде всего, используя указанные в журнале Elektor значения, определим путем моделирования эффективную 3-dB-полосу пропускания при выходной мощности 35 Вт и сопротивлении нагрузки RH равном 8 Ом.
Возможно, некоторым незнакомо понятие 3-dB-полоса пропускания. Однако речь здесь идет не о чем ином, как о прекрасно известной любому электронщику «нормальной» полосе частот, на границах которой выходное напряжение падает до 70.7%. Разница состоит лишь в том, что 3-dB-падение напряжения соответствует падению напряжения до 70.7% от максимального значения, в то время как 3-dB-падение мощности означает падение мощности до 50% от ее максимального значения. Согласно известному отношению между напряжением и мощностью Р=U²/R, при заданном значении сопротивления мощность падает ровно до 50% тогда, когда напряжение падает до 70.7%.
По данным журнала Elektor, ширина полосы частот измерялась при мощности равной 35 Вт. 35 Вт выходной мощности преобразуются на нагрузочном резисторе сопротивлением 8 Ом, когда действующее значение выходного напряжения составляет 16.7 В, то есть когда его амплитуда составляет 24 В. Для этого в выходных МОП-транзисторных каскадах требуется, чтобы амплитуда входного напряжения составляла 1 В. На рис. 12.1 изображена частотная характеристика выходного напряжения. Нижняя граничная частота находится на уровне fmin=1.5 Гц, верхняя — на уровне fmax=127 кГц.
Рис. 12.1. Частотная характеристика выходного напряжения МОП-транзисторного усилителя
Установленная с помощью моделирования эффективная полоса пропускания составляет от 1.5 Гц до 127 кГц.
12.2. Скорость нарастания фронта
Крутизна фронта va усилителя определяется по минимальному времени ta, которое необходимо этому усилителю, чтобы изменить выходное напряжение на Dua в диапазоне от 10% до 90% максимального неискаженного значения. Крутизна фронта определяется отношением va=Dua/ta. Без ощутимых искажений выходной МОП-транзисторный каскад позволяет модулирование амплитуды входного напряжения до 1.44 В.
При моделировании характеристики формирования фронта управление усилителя будет осуществляться с помощью источника напряжения VPWL (Voltage Source Partwise Linear). Как и все прочие источники напряжения, VPWL находится в библиотеке SOURCE.slb. Используя этот источник, можно заранее определить временную характеристику напряжения, задав пары значений времени и напряжения, которые связываются линейно (рис. 12.2).
Рис. 12.2. Окно атрибутов источника напряжения VPWL с заданными значениями
Рис. 12.3. Диаграмма выходного напряжения
Чтобы смоделировать характеристику формирования фронта выходного напряжения, были заданы следующие пары значений времени и напряжения:
0с/0В; 1нс/1.44В; 7мкс/1.44В; 7.001мкс/-1.44В; 17мкс/-1.44В; 17.001мкс/1.44В; 21мкс/1.44В
После проведения анализа переходных процессов на экране PROBE была получена диаграмма, изображенная на рис. 12.3, где при RH=8 Ом происходит нарастание входного напряжения из-за того, что прямоугольное входное напряжение имеет амплитуду 1.44 В.
Скорость нарастания фронта выходного напряжения составляет 20 В/мкс.
12.3. Отношение сигнал-шум
Следующее, что нам предстоит определить, - отношение сигнал/шум при выходной мощности 1 Вт и сопротивлении нагрузки 8 Ом. Для этого амплитуда выходного напряжения должна составлять 4 В, что соответствует амплитуде входного напряжения, равной примерно 0.17 В.
Отношение сигнал/шум рассчитывается по формуле:
An = 20 * log[(Uaeff/(Uneff * vB)],
где В — интересующая нас полоса частот шума, то есть слышимая частотная область. При ширине полосы частот В — 20 кГц, плотности шума Uneff=0.1 мкВ и действующем значении выходного напряжения Uaeff=4 В/v2 (рис. 12.4) отношение сигнал/шум усилителя оказывается равным 106 дБ.
Рис. 12.4. Частотная характеристика и спектральная плотность шума выходного МОП-транзисторного каскада
12.4. Гармонические искажения
В результате моделирования в выходном файле были получены следующие данные о гармонических искажениях при RH=8 Ом, P=60 Вт (что соответствует амплитуде входного напряжения, равной 1.3 В) и f=1 кГц:
**** FOURIER ANALYSIS TEMPERATURE = 27.000 DEG С
***********************************
FOURIER COMPONENTS OF TRANSIENT RESPONSE V($N_0001)
DC COMPONENT = -4.145819E-02
HARMONIC FREQUENCY FOURIER NORMALIZED PHASE NORMALIZED
NO (HZ) COMPONENT COMPONENT (DEG) PHASE (DEG)
1 1.000E+03 2.413E+01 1.000E+00 -5.025E-01 0.000E+00
2 2.000E+03 5.052E-04 2.094E-05 1.040E+02 1.045E+02
3 3.000E+03 4.226E-04 1.751E-05 -1.760E+02 -1.755E+02
4 4.000E+03 6.332E-05 2.624E-06 1.166E+02 1.171E+02
TOTAL HARMONIC DISTORTION = 2.742063E-03 PERCENT
В табл. 12.2, значения, полученные при измерении (см. табл. 12.1), сопоставлены с результатами моделирования оригинальной (см. рис. 11.1) и упрощенной схемы (см. рис. 11.2). Конечно, результаты анализа упрощенной схемы немного лучше, ведь в ней некоторые реальные компоненты были заменены идеальным источником напряжения U2=68 В. В целом же результаты моделирования и измерения совпадают.
Табл. 12.2. Данные измерения и моделирования схемы
| Данные измерения | Данные моделирования | ||
| оригинальной схемы | упрощенной схемы | ||
| Эффективная полоса пропускания при 35 Вт/8 Ом (3-dB-падение мощности) | 1.5 Гц–125 кГц | 1.5 Гц–127 кГц | 1.5 Гц–130 кГц |
| Скорость нарастания фронта | 20 В/мкс | 20 В/мкс | 20 В/мкс |
| Отношение сигнал/шум (при 1 Вт/8 Ом) | >99 дБА [40] | 106 дБ | 106 дБ |
| Гармонические искажения (60 Вт/1 кГц/8 Ом) | 0.003% [40] | 0.0027% [41] | 0.001% [41] |
12.5. МОП-транзисторный усилитель как усилитель постоянного напряжения
Входной фильтр выходного МОП-транзисторного каскада, состоящий из R3, R4, С2 и С3, образует полосовой фильтр. Он настроен таким образом, что подходит для любых источников низкочастотных сигналов (компакт-диск, виниловая пластинка, магнитофонная пленка), то есть он изначально настроен на наихудший случай. С2 и R4 образуют фильтр верхних частот с граничной частотой 1.52 Гц, R3 и С3 образуют фильтр нижних частот с граничной частотой 159 кГц. Еще несколько лет назад в наиболее качественных усилителях входной фильтр был сконструирован так, что нижняя граница находилась на частоте 0 Гц. Однако в те времена от такой конструкции фильтра пришлось отказаться, так как усилители передавали даже шум вращения винилового диска.
На рис. 12.5 сопоставлены частотная и фазовая характеристики двух вариантов усилителей: с оригинальным входным фильтром и с входным фильтром, в котором конденсатор С2 коротко замкнут, то есть закорочен фильтр верхних частот. Поясним читателям, зачем это сделано.
Рис. 12.5. Амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристика двух вариантов выходного МОП-транзисторного каскада
Сегодня, когда источники зашумленного низкочастотного сигнала практически уже не используются (проигрыватели вышли из моды, а магнитофонные ленты выпускаются с существенно улучшенными шумовыми характеристиками), наступило время снова задуматься над нижней граничной частотой усилителей. Хотя человеческое ухо и не воспринимает частоты ниже 17 Гц, нижняя граничная частота, тем не менее, создает заметные сдвиги фазы в слышимой частотной области. Как известно, именно фазовые вариации низкочастотного сигнала создают у слушателей ощущение объемного звука. МОП-транзисторный усилитель позволяет без проблем понизить граничную частоту до 0 Гц. Для этого всего лишь нужно, чтобы конденсатор С2 был коротко замкнут.
Глава 13
Возможности применения программы PSPICE
В двух следующих главах будут проведены исследования некоторых типичных схем из областей силовой полупроводниковой техники, техники связи и автоматического регулирования. Каждое исследование будет проводиться для того, чтобы дать ответ на какой-либо сложный вопрос. Это позволит вам познакомиться со специальными возможностями программы PSPICE и откроет перспективу для проведения множества собственных интересных исследований. Однако практически сразу вы столкнетесь с проблемой, возникающей при профессиональной работе со PSPICE: чем специфичнее будут ваши вопросы, тем чаще будут нужны специальные модели (двигатели трехфазного тока, стабилизаторы, регуляторы, модуляторы, смесители, шаговые двигатели), которых нет ни в демонстрационной, ни в полной версиях программы. И тогда вам понадобится помощь специалистов-разработчиков моделей. Для примеров, рассматриваемых в книге, часть специальных моделей была взята из виртуальной лаборатории spicelab, которую я в настоящее время готовлю к публикации.
13.1. Анализ высокочастотных помех при работе мостовой схемы на тиристорах
Полууправляемая мостовая схема на тиристорах В2Н, питающаяся от трансформатора показана на рис. 13.1.
Рис. 13.1. Полууправляемая мостовая схема на тиристорах B2H
В данном разделе исследуется уровень высших гармоник, возникающих при работе мостовой схемы на тиристорах, то есть высокочастотных помех, которые не только мешают соседскому телевизору принимать телевизионные передачи, но даже могут наносить вред здоровью человека, являясь своего рода «электросмогом».
Моделирование схемы, изображенной на рис. 13.1, в диапазоне времени от 0 до 100 мс позволило выявить следующую характеристику выходного напряжения (рис. 13.2).
Рис. 13.2. Выходное напряжение (фрагмент) полууправляемой мостовой схемы на тиристорах
После щелчка по кнопке FFT был получен частотный спектр выходного напряжения (рис. 13.3).
Рис. 13.3. Частотный спектр выходного напряжения мостовой схемы на тиристорах
Очевидно, что если не принять особых мер, эта мостовая схема не отвечает ни требованиям TELEKOM по допустимому уровню помех, ни предписаниям стандартов EMV. Возникает вопрос, поможет ли сглаживающий дроссель значительно снизить уровень помех. Установив дроссель индуктивностью 300 мГн, получаем схему, изображенную на рис. 13.4.
Рис. 13.4. Схема полумоста на тиристорах со сглаживающим дросселем
Моделирование (от 0 до 100 мс) дает диаграмму выходного напряжения, приведенную на рис. 13.5.
Рис. 13.5. Выходное напряжение (фрагмент) схемы полумоста
Благодаря сглаживающему эффекту дросселя характеристика выходного напряжения стала менее угловатой, что обещает снижение уровня помех. Изображение спектра Фурье (рис. 13.6) подтверждает это впечатление.
Рис. 13.6. Спектр Фурье выходного напряжения схемы полумоста
13.2. Компенсация реактивной мощности в трёхфазной сети
Важнейшими потребителями электроэнергии являются электрические машины. Кроме активной мощности, которую они затем преобразовывают в механическую, им также необходима и реактивная мощность. Реактивная мощность не «потребляется» электрическими машинами, она всего лишь «берется на время» из сети во время одной части периода и в другой части периода возвращается обратно в сеть. Однако «прокачивание» реактивной мощности через выводы происходит не без потерь. Мелким потребителям предприятия энергоснабжения предоставляют необходимую реактивную мощность бесплатно. Но если реактивная мощность используется широкомасштабно, она должна оплачиваться. Поэтому электрические установки с большим потреблением реактивной мощности (при этом практически всегда речь идет о индуктивной реактивной мощности) должны «компенсироваться». Компенсация индуктивной реактивной мощности происходит за счет подключения потребителей емкостной реактивной мощности, то есть конденсаторов.
На рис. 13.7 изображен симметричный потребитель трехфазного тока в схеме соединения звездой. Каждое из трех ответвлений состоит из последовательного соединения R=10 Ом и L=100 мГн.
Рис. 13.7. Установка трехфазного тока с включаемыми компенсационными конденсаторами
Через переключатель трехфазного тока S8 могут подключаться три компенсационных конденсатора. На рис. 13.8–13.10 можно видеть, какое действие оказывает компенсация реактивной мощности. На рис. 13.8 изображена схема в некомпенсированном состоянии. На рис. 13.9 показано, что происходит, когда переключатель S8 срабатывает на 100 мс: с этого момента достигается полная компенсация реактивной мощности. На рис. 13.10 схема находится в перекомпенсированном состоянии.
Рис. 13.8. Схема трехфазного тока без компенсации реактивной мощности; переключатель S8 открыт
Рис. 13.9. Схема трехфазного тока с полной компенсацией реактивной мощности за счет подключения при t=100 мс трех конденсаторов емкостью 100 мкФ каждый
Рис. 13.10. Перекомпенсация за счет подключения трех конденсаторов емкостью 200 мкФ каждый
13.3. Активные фильтры
Шаг 1 Существует много способов реализации активных фильтров. Все они имеют одно общее свойство: их трудно рассчитывать. В данном разделе будет произведен расчет параметров фильтра путем проведения серии испытаний.
Возьмем за основу, пожалуй, наиболее распространенную структуру активного фильтра, а именно универсальный фильтр, изображенный на рис. 13.11.
Рис. 13.11. Универсальный фильтр, реализованный с помощью сумматора и двух интеграторов
В зависимости от того, какое место схемы определяется в качестве выхода, он работает как фильтр верхних частот, фильтр нижних частот или как полосовой фильтр.
Для случая, когда все резисторы и все конденсаторы имеют одинаковые значения, необходимо выяснить, какое значение следует задать для постоянной времени t=RC, чтобы получить фильтр нижних частот с граничной частотой 1 кГц. После проведения серии испытаний было найдено подходящее значение сопротивления R=15 кОм (рис. 13.12).
Рис. 13.12. Частотная характеристика фильтра нижних частот; R=15 кОм и С=10 нФ; граничная частота находится на уровне значения 1 кГц
Анализ переходных процессов (рис. 13.13) позволил выявить один недостаток этой схемы: выходное напряжение сдвинуто по фазе по отношению к входному напряжению на 180°. Для многих применений это не является помехой. Но если вы намерены решить с помощью предложенной схемы какую-либо фазочувствительную проблему, то вам придется включить после выхода фильтра еще один инвертирующий усилитель. К сожалению, такой случай вы уже не сможете смоделировать с помощью демонстрационной версии PSPICE, так как пришлось бы установить в одной схеме четыре операционных усилителя uA741. В виртуальной лаборатории spicelab есть упрощенная модель этого усилителя, благодаря чему вы сможете моделировать схемы, содержащие до пяти подобных элементов. На случай, если и этого окажется недостаточно, в spicelab есть также модель идеального операционного усилителя. Как известно, такой усилитель имеет бесконечно высокое усиление, бесконечно высокое входное сопротивление и выходное сопротивление, равное 0 Ом. При расчетах схем с операционными усилителями почти всегда исходят именно из этих значений, и в большинстве случаев их вполне достаточно и для моделирования. Вы сможете установить в одной схеме немало таких идеальных усилителей, прежде чем столкнетесь с ограничениями демонстрационной версии.
Рис. 13.13. Входное и выходное напряжение фильтра нижних частот; напряжения сдвинуты по фазе
13.4. Минимизация шума усилителя
Вклады отдельных компонентов усилителя в полный шум существенно различаются. Поэтому при проектировании усилителя очень важно выявить те компоненты, участие которых наиболее значительно. В разделе 9.2 вы изображали на экране PROBE полный шум V(ONOISE) усилительного каскада (рис. 9.18). Если вы выберете в окне Add Traces опцию NOISE(V2/HZ), то сможете найти в списке диаграмм под обозначением NTOT<имя компонента> составляющие полного шума отдельных компонентов, а под обозначением NTOT(ONOISE) — действующее значение полного шума. На рис. 13.14 эти диаграммы изображены для выходного МОП-транзисторного каскада (см. рис. 11.2).
Рис. 13.14. Анализ шума выходного МОП-транзисторного каскада
На диаграмме отчетливо видно, что компонент R3 вносит решающий вклад в полный шум усилителя. Сопротивление R3 определяет верхнюю граничную частоту входного фильтра, препятствуя тем самым попаданию высокочастотных помех на вход усилителя. Если уменьшить вдвое значение R3 (до 470 Ом) и увеличить вдвое значение С3 (до 2.2 нФ), то характеристика входного фильтра останется неизменной. Результат соответствующего анализа шума показан на рис. 13.15.
Рис. 13.15. Шум выходного МОП-транзисторного каскада с измененным входным фильтром
Полный шум уменьшился практически вдвое. По-прежнему компонент R3 является основным источником шума, что дает разработчику почву для дальнейших доработок. Однако — обратите внимание — в результате всех вмешательств эта схема не потеряла устойчивости.
Глава 14
PSPICE и техника автоматического регулирования
PSPICE обладает непревзойденной гибкостью при конструировании сложнейших регулируемых цепей и располагает обширным аналитическим аппаратом программы PROBE для оценки и сравнения результатов различных алгоритмов регулирования. Конечно, следующие разделы не смогут познакомить вас со всеми возможностями PSPICE для проведения исследований в области автоматического регулирования. Но, ознакомившись с предлагаемым материалом, вы должны войти во вкус и дальше самостоятельно продолжить работу в этом направлении.
14.1. Регулируемые участки
Фрагмент электронной схемы, обладающий переходной характеристикой типа РТ1, является реализацией одного из наиболее распространенных в технике регулирующих алгоритмов. Техническая установка обладает PT-характеристикой, когда возбуждение установки на входе приводит к замедленной реакции на выходе. Задержки создаются энергонакопителями (реактивными элементами, такими как термонакопители или конденсаторы), которые оказывают влияние на потоки энергии, проходящие через эту установку. В зависимости от количества действующих энергонакопителей различают регулируемые участки типов PT1, PT2, PT3 и т.д.
14.1.1. PT1-участок
В технике автоматического регулирования поведение регулируемых участков описывается двумя различными способами: с помощью переходной характеристики и с помощью асимптотической диаграммы.
Переходная характеристика PT1 -участка
Рассмотрим PT1-участок PT1_st из библиотеки MISC.slb (рис. 14.1). Этот участок возбуждается источником импульсного напряжения VPULSE с амплитудой 1 В.
Рис. 14.1. PT1-участок с источником напряжения VPULSE
В начале и в конце этого регулируемого участка есть по одному уязвимому для помех месту. Так как переходная характеристика должна быть смоделирована без помех, оба входа zin и zout установлены на 0 В. В результате анализа переходных процессов этой схемы (от 0 до 10 с) была получена переходная характеристика PT1-участка (рис. 14.2).
Рис. 14.2. Переходная характеристика РТ1-участка после подачи на вход ступеньки напряжения высотой 1 В
Асимптотическая характеристика PT1-участка
Одновременное изображение частотной и фазовой характеристики PT1-участка при синусоидальном возбуждении называется асимптотической диаграммой. Фазовую характеристику вы сможете получить, отметив в правой части окна Add Traces оператор Р(), с помощью которого изображается положение по фазе какой-либо величины. Так, например, чтобы получить положение по фазе напряжения V(R1:2), вы должны ввести в строку Trace Expression следующую запись: P(V(R1:2)). Самый простой способ сделать это — щелкнуть мышью сначала по оператору P(), а затем по обозначению V(R1:2). На рис. 14.3 изображена асимптотическая диаграмма PT1-участка при синусоидальном возбуждении на входе с помощью источника напряжения VSIN. На диаграмме отчетливо видны два важных свойства, которыми обладает этот PT1-участок: при той частоте, когда выходное напряжение падает до 70.7%, сдвиг по фазе между входным и выходным сигналом составляет -45°. Максимально возможный сдвиг по фазе PT1-участков составляет -90°.
Рис. 14.3. Частотная и фазовая характеристика (асимптотическая диаграмма) PT1-участка
14.1.2. PT3-участок
Регулирующий фрагмент системы — PT3-участок — имеет три энергонакопителя, поэтому результат воздействия ступеньки напряжения на входе попадает на выход с большей задержкой по сравнению с PT1-участком.
На рис. 14.4 дан PT3-участок PT3_st, на рис. 14.5 — его переходная характеристика при возбуждении ступенчатым импульсом источника VPULSE. На рис. 14.6 показана асимптотическая диаграмма той же схемы при синусоидальной возбуждении с помощью источника VSIN.
Рис. 14.4. PT3-участок
Рис. 14.5. Переходная характеристика PT3-участка
Рис. 14.6. Асимптотическая диаграмма PT3-участка
Максимальный сдвиг фазы PT3-участка составляет -270°, то есть каждый из трех энергонакопителей этого участка обеспечивает сдвиг фазы на -90°. Такой значительный сдвиг фазы делает проблематичным регулирование этого участка.
14.2. Регулируемые цепи
Регулирующие участки разного уровня обладают рядом недостатков. Главным из них является относительное запаздывание реакции системы на возбуждающий импульс. Улучшение временной реакции при сохранении регулирования возможно при применении пропорциональных стабилизаторов.
14.2.1. Регулирование PT1-участка с помощью P-стабилизатора
На рис. 14.7 показана закрытая регулируемая цепь, в которой PT1-участок регулируется с помощью пропорционального регулятора (P-регулятора).
Рис. 14.7. Регулируемая цепь с РТ1-участком и P-регулятором
К входу w регулятора подсоединен источник напряжения VPULSE, подающий входные команды. P-регулятор сравнивает x — выходную величину регулируемого участка — с входной величиной w. Разница входной и регулируемой величин умножается на коэффициент усиления регулятора Kp. Этот сигнал, передаваемый через регулирующий орган, оказывает управляющее воздействие у на регулируемый участок. Конечно, управляющее воздействие регулирования не безгранично, так как ни один вентиль нельзя открыть дальше, чем это возможно, и ни один операционный усилитель не может подать большее напряжение, чем позволяет напряжение питания. Поэтому для модели P-регулятора предусмотрены ограничения, которые устанавливаются атрибутами Min и Мах.
Показанная переходная характеристика обнаруживает типичное свойство регулирования с помощью P-регуляторов: несмотря на то что входная величина изменяется скачком до 1 В, регулируемая величина достигает всего лишь 0.9 В. При уменьшении коэффициента усиления Kp это «остаточное рассогласование» становится еще больше.
Рис. 14.8. Переходная характеристика регулируемой цепи
Если ко входу регулируемого участка zin прикладывается импульс помехи напряжением 0.5 В (рис. 14.9), то регулируемая величина имеет переходную характеристику, как на рис. 14.10.
Рис. 14.9. Регулируемая цепь с помехой на входе регулируемого участка
Рис. 14.10. Переходная характеристика регулируемой цепи с учетом действия импульсной помехи
На рис. 14.10 видно, что P-регулятор также не может полностью устранить помехи.
14.2.2. Регулирование PT3-участка с помощью P-регулятора
На рис. 14.11 изображена регулируемая цепь с PT3-участком и P-регулятором. Соответствующая переходная характеристика показана на рис. 14.12.
Рис. 14.11. Регулируемая цепь с PT3-участком и P-регулятором
Рис. 14.12. Переходная характеристика регулируемой цепи; изображенной на рис. 14.11
Характеристика этой регулируемой цепи при Kp=10 абсолютно неудовлетворительна, напряжение участка вибрирует. Чтобы устранить вибрацию, необходимо значительно уменьшить коэффициент усиления Kp регулятора. На рис. 14.13 изображена переходная характеристика регулируемой цепи при Kp=1.5.
Рис. 14.13. Регулируемая цепь с коэффициентом усиления регулятора Kp=1.5
Колебания устранены, но остаточное рассогласование стало еще больше. Оставшийся выброс в размере 15% можно было бы устранить путем уменьшения Kp, однако это привело бы к еще большему остаточному рассогласованию. Вывод: для регулирования PT3-участка простой P-регулятор не подходит, здесь, пожалуй, необходимо использовать PI- или PID-регулятор. Компоненты PI-Regler и PID-Regler не являются составной частью программного обеспечения, прилагаемого к книге. Эти регуляторы вы сможете найти в коллекции специальных моделей виртуальной лаборатории spicelab. Чтобы заказать ее, напишите по адресу [email protected].